帶有前饋補償的轉換器控制器、轉換系統、及其控制方法
2023-05-01 03:51:26
專利名稱：帶有前饋補償的轉換器控制器、轉換系統、及其控制方法
技術領域：
本發明涉及一種顯示裝置，特別是涉及一種控制顯示裝置背光電源的轉換器控制器及其控制方法。
背景技術：
放電燈，如冷陰極螢光燈(CCFL)，廣泛應用於可攜式電腦、電視機等裝置的液晶顯示屏(LCD)中作為背景光源。CCFL由一DC/AC轉換器啟動，該轉換器將直流信號轉變為交流信號，並將輸入電壓轉換至CCFL所需的較高電壓。通常，使用一個控制器來調節輸入電壓的變化，以控制CCFL的電流。調節輸入電壓的其中一個方法是使用脈衝寬度調製(PWM)技術，其中CCFL的電流通過反饋迴路中的一個PWM控制信號來調製。
美國專利第6,876,157號揭示了一種採用PWM技術來調節CCFL輸入電壓變化的CCFL轉換器控制器。一個表示CCFL電流的反饋信號輸入到誤差放大器的一個輸入端，誤差放大器的另一個輸入端接收一個表示CCFL參考亮度的信號。誤差放大器對反饋信號與參考信號進行比較後輸出一個誤差放大信號。一個補償電容器連接在誤差放大器的輸出端和接地端之間，並且基於誤差放大器的輸出產生一個PWM控制電壓信號來控制PWM電路。為控制CCFL的電流，誤差信號會隨輸入電壓的變化而變化。當輸入電壓升高時，誤差信號的值降低；當輸入電壓降低時，誤差信號的值升高。因此，誤差放大器需要對補償電容器進行充放電，也就是說，控制器需要一段時間對瞬時變化的輸入電壓進行響應，故該控制器調節輸入電壓變化的速度較慢，不能在輸入電壓變化的瞬時對CCFL電流進行控制。此外，由於誤差信號會隨輸入電壓的變化而變化，誤差信號對補償電容器充放電的時間也會變化。因此，當使用低頻PWM調光信號調節CCFL亮度時，PWM電路輸出的PWM信號的佔空比也隨之變化，從而影響CCFL的亮度。
另一種CCFL轉換器控制器採用對CCFL的輸入電壓進行前饋補償的技術來調節CCFL的電流。這種控制器包括一個誤差放大器，用來接收與輸入電壓成反比的電流偏差信號，以實現輸入電壓的前饋補償。然而，在集成電路中很難控制電流偏差與輸入電壓成精確比例，也就是說，不能對輸入電壓進行準確補償，因此，該種控制器前饋補償性能不佳。此外，電路也將變得複雜，從而增加成本。
發明內容
本發明的目的在於提供一種帶有前饋補償的轉換器控制器，該控制器能對給負載供電的電源進行準確的前饋補償，在電源變化的瞬時對負載電流進行控制。
本發明的另一目的在於提供一種對給負載供電的電源進行準確前饋補償的方法，從而避免負載電流隨電源的變化而變化。
為實現上述目的，本發明帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器包括串聯連接的誤差放大器、脈衝信號產生器和驅動器；及連接在給負載供電的電源和接地端之間的振蕩器。振蕩器輸出一個振幅與所述電源大小相關的振蕩信號。誤差放大器接收一個參考信號和一個表示負載電流的反饋信號並輸出一個誤差信號。所述誤差信號輸入到脈衝信號發生器的第一輸入端，所述振蕩器的振蕩信號輸入到脈衝信號發生器的第二輸入端。脈衝信號發生器根據所述誤差信號和振蕩信號輸出一個脈衝信號至所述驅動器，所述振蕩信號的振幅控制所述脈衝信號的佔空比，從而實現所述電源的前饋補償。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述振蕩信號的振幅與所述電源大小成正比。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述轉換器控制器還包括連接在所述電源和接地端之間的時間組件。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述時間組件包括串聯連接的電阻器和電容器，該電阻器和電容器之間的接點連接至所述振蕩器的輸出端。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述振蕩信號是具有固定頻率的鋸齒波。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述轉換器控制器還包括一個連接在所述誤差放大器的輸出端和接地端之間的補償電容器。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，所述電源為直流電壓源。
本發明還提供一種帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，包括電源轉換電路，其連接至為所述負載供電的電源，並將該電源轉換為負載所需的信號；和控制所述電源轉換電路的控制器，包括串聯連接的誤差放大器、脈衝信號產生器及驅動器，連接在所述電源和接地端之間的振蕩器，誤差放大器接收一個參考信號和一個表示負載電流的反饋信號，並根據該參考信號和反饋信號輸出一個誤差信號，所述誤差信號輸入到脈衝信號發生器的第一輸入端，振蕩器輸出的振蕩信號輸入到脈衝信號發生器的第二輸入端，脈衝信號發生器根據所述誤差信號和振蕩信號輸出一個脈衝信號，所述脈衝信號經由所述驅動器控制所述電源轉換電路的輸出，所述振蕩信號的振幅隨所述電源大小而變化，從而調節所述脈衝信號的佔空比以實現電源的前饋補償。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述振蕩信號的振幅與所述電源大小成正比。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述控制器包括連接在所述電源和接地端之間的時間組件。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述時間組件包括串聯連接的電阻器和電容器，該電阻器和電容器之間的接點連接至所述振蕩器的輸出端。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述振蕩信號為具有固定頻率的鋸齒波。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述電源為直流電壓源。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述電源轉換電路基於所述脈衝信號將所述直流電壓源轉換為所述負載所需的交流電壓。
本發明所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，所述控制器包括一個連接在所述誤差放大器的輸出端和接地端之間的補償電容器。
本發明對給負載供電的電源實現前饋補償的方法，包括產生一個振幅與所述電源大小成比例的振蕩信號；產生一個表示負載電流的反饋信號；將所述反饋信號與一個參考信號比較後產生一個誤差信號；及比較所述誤差信號和所述振蕩信號後產生一個佔空比隨所述振蕩信號振幅變化的脈衝信號，以控制所述負載的電流。
本發明所述的對給燈源供電的電源實現前饋補償的方法，產生一個控制所述誤差信號的低頻脈衝寬度調製調光信號，以調節所述燈源的電流。
與現有技術相比，電源電壓變化時，通過改變振蕩器產生的振蕩信號的振幅實現前饋控制，這等效於隨著電源電壓改變脈衝信號的佔空比，而使誤差信號保持不變。因此，本發明帶有前饋補償的轉換器控制器可以在電源電壓發生變化時立即準確調節脈衝信號的佔空比，從而避免電源電壓變化帶來的影響，並且電源電壓可以具有較寬的範圍。
圖1是包括本發明轉換器控制器的轉換系統的電路框圖；圖2是本發明轉換器控制器中的高頻振蕩器的電路圖；圖3是當高頻振蕩器處於正常工作模式時，圖2所示電路的簡化圖；圖4是圖1轉換器控制器中不同信號波形的時序圖；圖5是圖1轉換器控制器中不同信號波形的另一時序圖。
具體實施例方式
圖1是本發明轉換系統100的電路框圖。該系統100包括電源轉換電路160和控制該電源轉換電路160輸出的轉換器控制器110。電源轉換電路160是為燈源提供電源的DC/DC或DC/AC電路。在本實施例中，該燈源為至少一個冷陰極螢光燈(CCFL)170，轉換電路160是將直流電壓源VIN轉換為冷陰極螢光燈170所需的交流電壓的DC/AC電路，例如，全橋、半橋、推挽和/或Class D型轉換電路。在一個實施例中，轉換電路160將直流電壓源VIN轉換為正弦電壓傳輸給冷陰極螢光燈170。
本發明的轉換器控制器110包括一個誤差放大器120，一個帶有前饋補償的高頻振蕩器130、一個產生PWM驅動信號的比較器140和一個驅動CCFL轉換電路160的驅動器150。誤差放大器120、比較器140、驅動器150及轉換電路160串聯連接。誤差放大器120的正相輸入端接收一個參考信號，例如表示CCFL期望亮度的電壓參考信號VREF，其反相輸入端經由一個反饋電路180接收一個與實際流過CCFL的電流成正比的電壓反饋信號VFB。誤差放大器120比較所述參考信號和反饋信號後在其輸出端產生一個誤差信號CMP。該誤差信號CMP輸入比較器140的正相輸入端。在誤差放大器120的輸出端和接地端GND之間連接有一個補償電容器11。高頻振蕩器130連接在為所述冷陰極螢光燈170供電的直流電壓源VIN和接地端之間，其輸出端連接至串聯連接在直流電壓源VIN和接地端之間的外部電阻器12和外部電容器13間的接點123。該電阻器12和電容器13是確定高頻振蕩器130在正常工作模式下輸出的振蕩信號RTCT頻率的時間組件。高頻振蕩器130在其輸出端輸出的振蕩信號RTCT輸入至比較器140的反相輸入端。比較器140根據所述誤差信號CMP和振蕩信號RTCT輸出一個PWM驅動信號。驅動器150接收所述PWM驅動信號並控制轉換電路160的輸出。誤差放大器120、高頻振蕩器130、比較器140及驅動器150可以集成在同一塊晶片上。
圖2所顯示是本發明轉換器控制器110中的高頻振蕩器130的電路圖。高頻振蕩器130包括一個連接在直流電壓源VIN和接地端之間的電阻分壓器，該電阻分壓器包括串聯連接的第一電阻21和第二電阻22。在直流電壓源VIN和接點123之間設置有串聯連接的電阻32及開關34、36。在一個實施例中開關34、36為N溝道增強型MOS管。高頻振蕩器130還包括第一比較器23和第二比較器24。開關34和36之間的接點CTIN連接至第一比較器23的正相輸入端及第二比較器24的反相輸入端。第一比較器23將接點CTIN處的信號與直流電壓源VIN經電阻分壓器分壓後在接點212處獲得的第一參考電壓VRH進行比較，VRH由以下公式得到VRH＝VIN×(R2/(R1+R2))；其中R1和R2分別表示第一電阻21和第二電阻22的阻值。由此可見，第一參考電壓VRH與直流電壓源VIN成正比。在一個實施例中，直流電壓源VIN的範圍通常為6至30伏，通過選擇合適大小的第一電阻21和第二電阻22，使第一參考電壓VRH設置為直流電壓源VIN的1/8至1/10。同時，該第二比較器24將接點CTIN處的信號與第二參考電壓VRL進行比較。第二參考電壓VRL是一個不隨直流電壓源VIN變化且具有固定值的電壓信號，其大小最好選擇為接近於零電壓的值，如0.1伏。高頻振蕩器130還包括一個用來接收第一比較器23和第二比較器24輸出的觸發器26。在本實施例中，該觸發器26是RS觸發器，顯然也可以選用其他類型的觸發器。高頻振蕩器130進一步包括一個連接在電容器13兩端的開關25，也就是說，在接點123與接地端之間，該開關25的導通狀態由觸發器26的輸出來控制。在一個實施例中，開關25為N溝道增強型MOS管，當然也可以選用其他類型的電晶體。根據該實施例的高頻振蕩器130的運作將在下文中詳細描述。
通過表示冷陰極螢光燈170是否點亮的燈點亮檢測信號LOB和來自轉換系統100外部電路以控制冷陰極螢光燈170工作與否的使能信號POFF控制開關34、36的導通狀態，可以使高頻振蕩器130工作於以下三個不同模式CCFL啟輝模式、CCFL正常工作模式和待機模式。使能信號POFF通過反相器38對開關36的導通狀態進行控制。當冷陰極螢光燈170處於啟輝模式，使能信號POFF為低電平，檢測信號LOB為高電平，以控制開關34、36均導通。當冷陰極螢光燈170點亮後處於正常工作模式，使能信號POFF為低電平，以控制開關36導通；同時，檢測信號LOB為低電平，從而斷開開關34。在待機模式，使能信號POFF為高電平，開關36被斷開，高頻振蕩器130不工作，從而關斷整個電路的電流，故可減少電流洩漏，降低耗能，從而在待機模式下，可以達到省電的目的。高頻振蕩器130在正常工作模式和啟輝模式下的運作將在下文中詳細描述。
當高頻振蕩器130處於正常工作模式，使能信號POFF和燈點亮檢測信號LOB均為低電平，從而控制開關34斷開、開關36導通。由於開關36在導通狀態下相當於短路，即接點CTIN與接點123重合，此時，高頻振蕩器130在正常工作時的電路可以由圖3所示的電路表示。下面參照圖3描述高頻振蕩器130在正常工作模式時的運作。直流電壓源VIN經由電阻器12對電容器13進行充電從而在接點123產生電壓信號RTCT。電壓信號RTCT通過第一比較器23與第一參考電壓VRH進行比較。第一比較器23的輸出保持低電平直到電壓信號RTCT等於第一參考電壓VRH。同時，第二比較器24將該電壓信號RTCT與第二參考電壓VRL進行比較。第二比較器24的輸出保持低電平直到電壓信號RTCT小於第二參考電壓VRL。當電壓信號RTCT等於第一參考電壓VRH，第一比較器23的輸出由低電平變為高電平，第二比較器24的輸出仍保持為低電平，這時RS觸發器26的輸出為高電平以控制開關25導通，開關25導通便釋放電容器13上的電荷。當電容器13放電到使電壓信號RTCT小於第二參考電壓VRL，第一比較器23的輸出又變為低電平，第二比較器24的輸出變為高電平，這時RS觸發器26的輸出變為低電平以控制開關25斷開，使電源VIN對電容器13繼續充電。由此可見，在接點123處的電壓信號RTCT為振蕩信號。正常工作模式下的振蕩頻率f由以下公式得到f=1(R.C.ln(VinVin-VRH));]]>
其中，R表示外部電阻器12的電阻值，C表示外部電容器13的電容值。
請繼續參照圖2，當高頻振蕩器130處於啟輝模式，使能信號POFF為低電平，燈點亮檢測信號為LOB高電平，從而使開關34、36均導通。此時，除了如圖3所示的從直流電壓源VIN經由外部電阻器12到接點123的第一電流支路外，還有一個從直流電壓源VIN經由電阻32到接點123的附加電流支路。直流電壓源VIN經由外部電阻器12和電阻32對電容器13進行充電，從而在接點123產生電壓信號RTCT。由於開關36在導通狀態下相當於短路，即接點CTIN與接點123重合。因此，接點CTIN的信號與接點123的電壓信號RTCT一致。與圖3相比，除增加了一個附加電流支路對電容器13進行充電外，高頻振蕩器130的運作與上述圖3中的描述一致，為避免贅述，故在此省略。在啟輝模式下的振蕩頻率f』由以下公式得到f=1(R.C.ln(VinVin-VRH));]]>其中，R』表示外部電阻器12和電阻32並聯後的電阻值，C表示外部電容器13的電容值。由此可見，啟輝模式下的振蕩頻率大於正常工作模式下的頻率。通過選擇合適大小的電阻32，使冷陰極螢光燈170的啟輝頻率比正常工作頻率增加百分之三十，從而實現正常啟輝。
如圖4及圖5所示，振蕩器130的振蕩信號RTCT43是具有固定頻率的鋸齒波信號，其最大值/峰值等於第一參考電壓VRH42，其最小值/谷值為零。在較佳實施例中，開關25具有較大的尺寸，故導通能力強，開關25導通瞬間流過的電流多，從而使電容器13放電的速度很快。因此，電容器13的放電時間遠遠小于振蕩信號RTCT的周期，故該電容器13的放電時間可以被忽略，從而避免振蕩信號RTCT的頻率隨直流電壓源VIN的變化而變化。在實際應用中，可以將第一參考電壓VRH和第二參考電壓VRL通過電壓緩衝器或去藕電容連接至接地端，以減小電路的雜訊幹擾。
由以上描述可知，高頻振蕩器130輸出的振蕩信號RTCT的振幅與直流電壓源VIN成正比，在直流電壓源VIN變化時，振蕩信號RTCT的振幅隨之變化，而誤差信號CMP保持不變。比較器140根據誤差信號CMP和振蕩信號RTCT調節PWM驅動信號的佔空比，實現對直流電壓源VIN的前饋補償。
在圖1所示的轉換系統100中，為達到控制CCFL亮度的目的，利用低頻脈衝寬度調製(LPWM)調光信號對CCFL電流進行通、斷控制，CCFL亮度正比於LPWM調光信號的佔空比。LPWM調光信號可以是將用戶輸入的一個模擬信號數位化後產生的。LPWM調光信號的頻率遠遠小於比較器140輸出的PWM驅動信號的頻率，例如，PWM驅動信號的頻率範圍是35kHz至80kHz，LPWM調光信號的頻率範圍是50至200Hz。LPWM調光信號控制誤差放大器120輸出的誤差信號CMP。當LPWM調光信號處於低電平時，一個使能電路(未圖示)吸收補償電容器11上的電荷，使誤差信號CMP減小到低電平。此時，PWM驅動信號是振蕩信號RTCT的最低值與誤差信號CMP比較後得到的。因此，在LPWM調光信號處於低電平時，PWM驅動信號為低電平，CCFL電流基本為零。當LPWM調光信號處於高電平時，使能電路對補償電容器11不起作用，誤差放大器120對補償電容器11重新充電至初始值，誤差信號CMP變為高電平，即表示CCFL處於最大亮度時的輸出。採用本發明前饋補償的轉換器控制器，誤差信號CMP的值保持不變。因此，在LPWM調光信號控制下，誤差信號CMP對補償電容器11的充電時間TRISE(如圖4所示)及放電時間TFALL(如圖4所示)保持不變，CCFL的亮度不會受電壓源VIN變化的影響。
圖4所示是本發明轉換器控制器110中不同信號波形的時序圖。曲線41表示給CCFL供電的直流電壓源VIN變化的波形圖。在一個實施例中，直流電壓源VIN在6至30V之間變化。曲線42是第一參考電壓VRH的波形圖，該第一參考電壓VRH與直流電壓源VIN成正比。在一個實施例中，第一參考電壓VRH與直流電壓源VIN之間的比率是0.1，即，當VIN等於6V時，VRH等於0.6V；當VIN等於30V時，VRH等於3V。曲線43是高頻振蕩器130輸出的振蕩信號RTCT的波形圖。該振蕩信號RTCT的振幅與直流電壓源VIN成正比。曲線44是LPWM調光信號的波形圖。曲線45是表示在LPWM調光信號控制下，誤差放大器120輸出的誤差信號CMP的波形圖。當LPWM調光信號為高電平時，誤差信號CMP為高電平；當LPWM調光信號為低電平時，誤差信號CMP為低電平。曲線46是比較器140輸出的PWM驅動信號的波形圖。當直流電壓源VIN增大時，誤差信號CMP保持不變，振蕩信號RTCT的振幅隨之增大且與直流電壓源VIN成正比，因此，PWM驅動信號的佔空比減小，以調節電源轉換電路160傳輸給CCFL的電壓，從而控制CCFL電流的變化。
圖5所示是當直流電壓源VIN從第一電壓值變化為第二電壓值時，不同信號波形的時序圖。曲線43A表示在直流電壓源VIN具有第一電壓值時，高頻振蕩器130輸出的振蕩信號RTCT的波形圖，其振幅與第一電壓值成正比。曲線43B表示在直流電壓源VIN從第一電壓值降低為第二電壓值時，高頻振蕩器130輸出的振蕩信號RTCT的波形圖，其振幅與第二電壓值成正比。曲線45表示在LPWM調光信號處於高電平時，誤差放大器120輸出的誤差信號CMP的波形圖。曲線46A表示比較器140在比較誤差信號CMP和曲線43A代表的振蕩信號RTCT後輸出的PWM驅動信號的波形圖。曲線46B表示比較器140在比較誤差信號CMP和曲線43B代表的振蕩信號RTCT後輸出的PWM驅動信號的波形圖。當振蕩信號RTCT具有曲線43A所示的較高振幅時，PWM驅動信號具有較小的佔空比。當振蕩信號RTCT具有曲線43B所示的較低振幅時，PWM驅動信號具有較大的佔空比。由此可見，振蕩信號RTCT的振幅調節PWM驅動信號的佔空比，實現直流電壓源VIN的前饋補償。
本發明帶有前饋補償的轉換器控制器能在電源電壓變化時實現瞬時補償，保持對燈電流的嚴密控制。前饋控制可以在電源電壓發生變化時立即調節PWM驅動信號的佔空比，可以避免電源電壓帶來的影響並且電源電壓可以具有較寬的範圍。前饋控制還改善了輸入電壓調整率，並使啟動瞬態過程與輸入電壓的相關性更低。電源電壓變化時，通過改變內部振蕩器產生的鋸齒波信號的振幅實現前饋控制，這等效於隨著電源電壓改變PWM驅動信號的佔空比，而使誤差信號CMP保持不變，不需要對補償電容器進行充放電，控制器對電源電壓變化的響應基本是瞬時的。
在此敘述的實施例只是許多可能的實施例的其中一些，這些實施例是說明性而並非限制性的。顯然，還可以實施對於本領域技術人員顯而易見的其他實施例，並不脫離如權利要求所定義的本發明的精神和範圍。
權利要求
1.一種帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於包括串聯連接的誤差放大器、脈衝信號產生器及驅動器，連接在給負載供電的電源和接地端之間的振蕩器，振蕩器輸出一個振幅與所述電源大小相關的振蕩信號，誤差放大器接收一個參考信號和一個表示負載電流的反饋信號並輸出一個誤差信號，所述誤差信號輸入到脈衝信號發生器的第一輸入端，所述振蕩器的振蕩信號輸入到脈衝信號發生器的第二輸入端，脈衝信號發生器根據所述誤差信號和振蕩信號輸出一個脈衝信號至所述驅動器，所述振蕩信號的振幅控制所述脈衝信號的佔空比，從而實現所述電源的前饋補償。
2.根據權利要求1所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述振蕩信號的振幅與所述電源大小成正比。
3.根據權利要求1所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述轉換器控制器還包括連接在所述電源和接地端之間的時間組件。
4.根據權利要求3所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述時間組件包括串聯連接的電阻器和電容器，該電阻器和電容器之間的接點連接至所述振蕩器的輸出端。
5.根據權利要求1所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述振蕩信號是具有固定頻率的鋸齒波。
6.根據權利要求1所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述轉換器控制器還包括一個連接在所述誤差放大器的輸出端和接地端之間的補償電容器。
7.根據權利要求1所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換器控制器，其特徵在於所述電源為直流電壓源。
8.一種帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於包括電源轉換電路，其連接至為所述負載供電的電源，並將該電源轉換為負載所需的信號；和控制所述電源轉換電路的控制器，包括串聯連接的誤差放大器、脈衝信號產生器及驅動器，連接在所述電源和接地端之間的振蕩器，誤差放大器接收一個參考信號和一個表示負載電流的反饋信號，並根據該參考信號和反饋信號輸出一個誤差信號，所述誤差信號輸入到脈衝信號發生器的第一輸入端，振蕩器輸出的振蕩信號輸入到脈衝信號發生器的第二輸入端，脈衝信號發生器根據所述誤差信號和振蕩信號輸出一個脈衝信號，所述脈衝信號經由所述驅動器控制所述電源轉換電路的輸出，所述振蕩信號的振幅隨所述電源大小而變化，從而調節所述脈衝信號的佔空比以實現電源的前饋補償。
9.根據權利要求8所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述振蕩信號的振幅與所述電源大小成正比。
10.根據權利要求8所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述控制器包括連接在所述電源和接地端之間的時間組件。
11.根據權利要求10所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述時間組件包括串聯連接的電阻器和電容器，該電阻器和電容器之間的接點連接至所述振蕩器的輸出端。
12.根據權利要求8所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述振蕩信號為具有固定頻率的鋸齒波。
13.根據權利要求8所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述電源為直流電壓源。
14.根據權利要求13所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述電源轉換電路基於所述脈衝信號將所述直流電壓源轉換為所述負載所需的交流電壓。
15.根據權利要求8所述的帶有前饋補償以控制負載電流的轉換系統，其特徵在於所述控制器包括一個連接在所述誤差放大器的輸出端和接地端之間的補償電容器。
16.一種對給燈源供電的電源實現前饋補償的方法，其特徵在於包括產生一個振幅與所述電源大小成比例的振蕩信號；產生一個表示燈源電流的反饋信號；將所述反饋信號與一個參考信號比較後產生一個誤差信號；及比較所述誤差信號和所述振蕩信號後產生一個佔空比隨所述振蕩信號振幅變化的脈衝信號，以控制所述燈源的電流。
17.根據權利要求16所述的對給燈源供電的電源實現前饋補償的方法，其特徵在於產生一個控制所述誤差信號的低頻脈衝寬度調製調光信號，以調節所述燈源的電流。
全文摘要
本發明提供一種帶有前饋補償的轉換器控制器、轉換系統、及其控制方法。轉換器控制器包括串聯連接的誤差放大器、脈衝信號產生器及驅動器；及一個連接在給負載供電的電源和接地端之間的振蕩器。振蕩器輸出一個振幅與所述電源大小成正比的振蕩信號。誤差放大器接收一個參考信號和一個表示負載電流的反饋信號並輸出一個誤差信號。脈衝信號發生器根據所述誤差信號和振蕩信號輸出一個脈衝信號至所述驅動器，所述振蕩信號的振幅控制所述脈衝信號的佔空比，從而實現所述電源的前饋補償。本發明可以在電源電壓發生變化時立即準確調節脈衝信號的佔空比，從而避免電源電壓變化帶來的影響，並且電源電壓可以具有較寬的範圍。
文檔編號G02F1/13GK1908740SQ20051008807
公開日2007年2月7日 申請日期2005年8月2日 優先權日2005年8月2日
發明者王釗, 許瑞清 申請人:凹凸科技(中國)有限公司