採樣數據電路的偏移消除的製作方法
2023-04-30 22:24:31
專利名稱：採樣數據電路的偏移消除的製作方法
採樣數據電路的偏移消除
優先權信息
本申請根據35U.S.C.S119 (e),要求2006年3月21日提交的、序列 號為60/743,601的美國臨時專利申請的優先權。2006年3月21日提交的、 序列號為60/743,601的美國臨時專利申請的全部內容在此通過引用被並 入。
本發明的領域
本發明一般涉及用於採樣數據電路的基準電路。
本發明的背景
大多數釆樣數據模擬電路，例如開關電容濾波器、模數轉換器、以及 A-S調製器，要求運算放大器處理信號。考慮圖2中顯示的開關電容積分
器的實例。首先，閉合開關Su和Sn，這使得輸入電壓Vm在釆樣電容C^ 上被採樣。下一步，打開開關Sn和Sn而閉合開關Su和Sm。此操作將採
樣電容CS1中的電荷轉移到積分電容Cn。第一積分器1100的輸出電壓v。ut
一般由另一個採樣數據電路釆樣，例如，由另一個開關電容積分器採樣。
在圖2中顯示的電路中，第二採樣電容Cs2以及開關S21、 S22、 S23、 S24組 成的電路構成了第二開關電容積分器的一部分。通過閉合開關S^和S23在 第二採樣電容Cs2上採樣第一積分器10的輸出電壓V。ut。
在圖3中顯示了時序圖的實例。時鐘信號具有兩個非重疊的相位 (phase)①！和0>2。相位A施加到開關Su、 S13、 821和823，而相位<1)2施
加到開關Su、 S14、 S22和S24。通過該時序，電路執行具有全時鐘延遲(foil
clock delay)的非反相離散積分(non-inverting discrete integration)。 圖3中還顯示了在積分器的輸出處V她的波形，以及在虛地節點IOO處力的波 形。不同的時鐘定相設置產生來自積分器的不同響應。舉例來說，如果0h
施加到開關Su、 S13、 S22和S24,而相位(Dl施加到S12、 S14、 Su和S23, 則電路執行具有半時鐘延遲的非反相積分。
為得到輸入信號的準確積分，必須使力儘量接近地電位(ground )。 為實現此目的，運算放大器必須提供足夠的開環增益以及低的噪聲。另夕卜， 為了快速地運算，圖2的運算放大器10必須快速穩定。
在圖3中顯示，在通過閉合S12和S14而將採樣電容CS1接通到節點100 時，電壓vl在擾動後重新穩定到地電位。除了高的開環增益和快速的穩 定時間，運算放大器還必須為很大的動態範圍提供大的輸出擺幅。由於技 術的限制(scale),從運算放大器實現這些特性變得越來越難。低的電源 電壓和低的設備增益是使得運算放大器難於設計的主要因素。
如上所述，如果圖2中的節點100精確地保持在地電位，則可獲得準 確的輸出電壓。然而，在採樣數據電路中，要求準確輸出電壓的唯一時間 點是在輸出電壓被另一個採樣電路釆樣的瞬間。因此，沒有必要使節點100 處的電壓始終保持在地電位。
過零衝全測器(zero-crossing detector)可應用在其他的開關電容電路中， 例如應用在算法和流水線才莫數轉換器、△-S轉換器以及放大器中。這些應 用通常需要被稱為基準電壓的恆壓電源。
因此，期望在基於過零檢測器的電路中，在算法模數轉換器、流水線 模數轉換器、A - S轉換器以及施加電壓源例如基準電壓的放大器中提供過 零檢測器，使得減少所述電壓源中需要的功耗而不降低基於過零檢測器的 電路的噪聲性能或速度。
本發明的概述
本發明的一個方面是一種具有有效的偏移消除(offset cancellation)的 比較器。比較器包括具有輸入端子的第一放大器、操作地連接到第一放大 器的偏移電容(offset capacitor)、操作地連接到偏移電容的第二放大器、操作地連接到輸入端子的第 一開關、操作地連接在偏移電容與第 一預定電 壓之間的第二開關、以及控制第一開關和第二開關的操作的控制電路。響 應於控制電路，第 一開關在一時間段內將輸入端子連接到第二預定電壓。 響應於控制電路，第二開關在所述時間段內將偏移電容連接到第一預定電 壓。所述時間段基本上小於與偏移電容相關聯的時間常數。
本發明的另 一個方面是一種具有有效的偏移消除的比較器。比較器包 括具有輸入端子的第 一放大器、操作地連接到第 一放大器的第 一偏移電 容、操作地連接到偏移電容的第二放大器、操作地連接到輸入端子的第一 開關、操作地連接在偏移電容與第一預定電壓之間的第二開關、控制第一 開關和第二開關的操作的控制電路、以及操作地連接到第 一偏移電容的噪
聲平均電路(noise averaging circuit )。響應於控制電路，第一開關在一時 間段內將輸入端子連接到第二預定電壓。響應於控制電路，第二開關在所 述時間段內將偏移電容連接到第 一預定電壓。
本發明的另一個方面是具有有效的偏移消除的基於比較器的電路。基 於比較器的電路包括使輸入電壓與另 一個電壓進行比較的比較器、操作地 連接到比較器的開關電容網絡、操作地連接到比較器的輸入的偏移電容、 操作地連接到偏移電容以將偏移電容充電到預定電壓的預置電壓源、操作 地連接到偏移電容以在偏移電容上施加預定電壓波形的波形發生器電路、 以及操作地連接到偏移電容的採樣開關。當比較器確定比較器的輸入的電 壓越過預定電平時，釆樣開關斷開。
本發明的另一個方面是一種具有有效的偏移消除的基於過零檢測器 的電路。基於過零檢測器的電路包括具有第一輸入和第二輸入的過零檢測 器、操作地連接到過零檢測器的開關電容網絡、操作地連接到過零檢測器 的第一輸入的偏移電容、操作地連接到偏移電容以將偏移電容充電到預定 電壓的預置電壓源、操作地連接到偏移電容以在偏移電容上施加預定電壓 波形的波形發生器電路、以及操作地連接到偏移電容的釆樣開關。當過零 檢測器確定第 一輸入的電壓越過地電位時，採樣開關斷開。
本發明的另一個方面是一種具有有效的偏移消除的基於過電平 (level-crossing)檢測器的電路。基於過電平檢測器的電路包括具有第 一輸入
10和第二輸入的過電平檢測器、操作地連接到過電平檢測器的開關電容網 絡、操作地連接到過電平檢測器的第一輸入的偏移電容、操作地連接到偏 移電容以將偏移電容充電到預定電壓的預置電壓源、操作地連接到偏移電 容以在偏移電容上施加預定電壓波形的波形發生器電路、以及操作地連接 到偏移電容的採樣開關。當過電平檢測器確定第 一輸入的電壓越過地電位 時，採樣開關斷開。
本發明的另 一個方面是一種有效地消除基於過零檢測器的電路中的
偏移的方法。所述方法將偏移電容充電到預定電壓；在偏移電容上施加預 定電壓波形；確定過零檢測器的輸入的電壓是否越過預定電平；當確定過 零檢測器的輸入的電壓越過預定電平時，在偏移電容上保持(hold)電壓；以 及當確定過零檢測器的輸入的電壓越過預定電平時，使用保持在偏移電容 上的電壓消除過零檢測器的偏移。
本發明的另一個方面是一種有效地消除基於過電平檢測器的電路中 的偏移的方法。所述方法將偏移電容充電到預定電壓；在偏移電容上施加 預定電壓波形；確定過電平檢測器的輸入的電壓是否越過預定電平；當確 定過電平檢測器的輸入的電壓越過預定電平時，在偏移電容上保持電壓； 以及使用保持在偏移電容上的電壓消除過電平檢測器的偏移。
本發明的另一個方面是一種有效地消除基於比較器的電路中的偏移 的方法。所述方法將偏移電容充電到預定電壓；在偏移電容上施加預定電 壓波形；確定比較器的輸入的電壓是否越過預定電平；當確定比較器的輸 入的電壓越過預定電平時，在偏移電容上保持電壓；以及使用保持在偏移 電容上的電壓消除比較器的偏移。
附圖簡述
本發明可以採取不同的組件和組件的布置的形式，以及可以釆取不同 的步驟和步驟的排列的形式。附圖只是為了示出優選的實施方式而不應解 釋為限制了本發明，其中
圖1示出了過零檢測器；圖2示出了開關電容積分器；
圖3示出了用於圖2的開關電容積分器的時序圖4示出了根據本發明的原理的非反相積分器；
圖5示出了用於圖4的非反相積分器的時序圖6示出了根據本發明的原理的非反相積分器，其中波形發生器為電 流源；
圖7示出了根據本發明的原理的另一個非反相積分器；
圖8示出了用於圖7的非反相積分器的時序圖9示出了根據本發明的原理的另一個非反相積分器；
圖10示出了根據本發明的原理的另一個非反相積分器；
圖ll示出了用於圖10的非反相積分器的時序圖12示出了根據本發明的原理的另一個非反相積分器；
圖13示出了4艮據本發明的原理的另一個非反相積分器；
圖14示出了用於圖13的非反相積分器的時序圖15示出了閉環偏移消除電路；
圖16示出了開環偏移消除電路；
圖17示出了用於圖16的開環偏移消除電路的時序圖18示出了用於圖16的開環偏移消除電路的另一個時序圖19示出了另一個開環偏移消除電路；
圖20示出了用於圖19的開環偏移消除電路的第三種時序圖21示出了具有偏移消除的過零檢測器電路；
圖22示出了具有偏移消除的另一種過零檢測器電路；
圖23示出了具有偏移消除的第三種過零檢測器電路；
圖24示出了具有偏移消除的第四種過零檢測器電路；以及圖25示出了圖24的第四種過零檢測器電路的全差分實現。
本發明的詳細描述
本發明將結合優選的實施方式進行描述；然而應該理解，不期望將本 發明限制於在此描述的實施方式。相反地，期望包含可包括在本發明的主 旨和範圍內的、如隨附的權利要求所限定的所有的可供選擇的形式、更改 的形式以及等效的形式。
為全面理解本發明，參考附圖。附圖中，始終使用相同的參考符號來 標示同樣的或等效的元件。還應注意到，示出本發明的不同的附圖可能沒 有按照比例繪製，以及某些區域可能故意不成比例地繪製以便能夠適當地 示出本發明的特徵和原理。
注意到，在不同的圖示中，接地符號(earth symbol)指示系統的共模 電壓。舉例來說，在具有2.5V和-2.5V電源的系統中，系統的共模電壓可 以是地電位。在具有單獨的2.5V電源的系統中，系統的共^t電壓可以在 1.25V。
如上所述，如果圖2中的節點100精確地保持在地電位，則可獲得準 確的輸出電壓。然而，在釆樣數據電路中，要求準確輸出電壓的唯一時間 點是在輸出電壓^皮另一個採樣電路採樣的瞬間。因此，沒有必要使節點100 處的電壓始終保持在地電位。
圖4示出了根據本發明的原理的非反相積分器。更具體地說，作為舉 例，在圖4中示出了半時鐘延遲的非反相積分器。
如圖4中所示出的，時鐘相位Oi施加到開關SU、 S13、 S22和Sm，而
另一個相位<1)2施加到開關Su、Sm和Sa。使用過零檢測器30檢測節點100
越過地電位的時間點。開關S23由過零檢測器30的輸出控制。過零檢測器
30的輸出用於確定採樣輸出電壓v。ut的時間點。波形發生器20產生電壓波 形作為輸出電壓v。ut，這使得如果電容Cw和Cn中的電荷在正常工作範圍 內，則節點100處的電壓越過零電位。
在圖5中顯示的時序圖中，由波形發生器20產生的波形顯示為斜波(ramp)。當節點100處的電壓Vl在時刻t!越過零電位時，過零檢測器30
的輸出Vzc變為低電位，斷開開關S23。在此瞬間，輸出電壓V。ut在Cs2上被 釆樣。
因為在V2被釆樣時，力非常接近零電位，所以在Cs2上釆集了準確的 輸出電壓。相似的操作在下一個時鐘周期內重複，輸出電壓在時刻t2被採樣。
注意到過零檢測器30可以選擇性地具有這種溢出(overflow)檢測特 徵，即確定電容Csi和Cn的電荷何時不在正常工作的範圍內。這可通過邏 輯電路來實現，當①2變為低電平時，所述邏輯電路使得過零檢測器30的
輸出Vzc變為低電平。如果Vi未能越過零電位，則在①2的下降沿進行採樣。 同時，邏輯電路產生指示溢出的標記。
在上面描述的實施方式中以及在下面描述的不同的實施方式中，比較 器可用作為過零檢測器。典型地，比較器被設計成比較兩個任意的輸入電
壓。比較器可實現為級聯放大器、再生鎖存器(regenerative latch)、或兩 者的組合。比較器可用來檢測零電壓電平或預定電壓電平的越過。
注意到各個描迷的實施方式的輸入波形不是任意的，而是確定性的和 重複的。因此，各個描述的實施方式確定越過零電壓電平或預定的電壓電 平的時刻而不是輸入信號的相對幅度。對於這樣確定性的輸入，動態的過 零檢測器更為有效。
圖1中顯示了用於檢測正向輸入信號的動態過零檢測器的實例。最初， 節點1和節點2被分別預充電到VoD和地電位。根據過零電路施加斜波輸 入電壓Vin。在輸入節點越過閾值的時刻，節點1快速放電而節點2被上 拉到Vdd。因為圖1中的過零檢測器是動態電路，所以沒有直流功耗，允 許極小的功率和快速的操作。對於負向信號的過零檢測，可使用具有PMOS 輸入電晶體的互補電路。
如在圖6中示出的，非反相積分器包括波形發生器，該波形發生器是 電流源200。如在圖6中示出的，時鐘相位dh施加到開關Su、 S13、 S2和 S24，而另一個相位02施加到開關S12、 Sm和Su。過零檢測器30用於檢測節點100越過地電位的時間點。開關S23由過零檢測器30的輸出控制。過 零檢測器30的輸出用於確定採樣輸出電壓V。ut的時間點。
電流源200對電容CS2以及串聯的CS1和Cn充電，產生斜波(ramp )。 在&的開始，輸出暫時地減少到已知電壓Vneg，選擇該已知電壓的值以 保證節點IOO處的電壓力越過零，而信號在正常工作範圍內。
如在圖7中示出的，非反相積分器包括波形發生器20，該波形發生器 隨著輸出電壓變化速率的改變，優選地產生波形中的多個分段(segment )。 可控制第 一分段以便具有最高的變化速率，隨後的分段具有逐漸變低的變 化速率。過零檢測器30檢測到的過零^(吏波形前進到下一分段。過零檢測 器30的輸出信號Vw保持為高電位直到在波形的最後分段中檢測到過零為 止。
圖8中顯示了時序圖的一個時鐘周期。在0)2的開始，波形發生器20 產生上斜波。電壓Vi被顯示為在時刻^越過零電位。過零檢測器30的一
個輸出Vzd在有限的延遲t^後改變其狀態。
延遲tcn表示典型的過零檢測器30的有限的延遲。此狀態的改變使波 形前進到下一分段。
由於過零檢測器30的tdl,電壓力超出地電位一個小量。波形發生器
的第二分段是下斜波以允許在時刻b的另一個過零。在第二個延遲td2後，
過零檢測器30的輸出VZC2變為低電位，使開關S23斷開，鎖定輸出電壓v。ut
的樣值。
第二個過零的延遲td2不一定和與第一個過零相關聯的延遲相等。
延遲td2對採樣的輸出電壓貢獻小的過衝量(overshoot)。過沖量的影響可 顯示為採樣電荷中的恆定偏移。在大多數採樣數據電路中，這樣的常數偏 移無關緊要。
隨著波形的分段的前進，過零檢測器30更適宜地在檢測過零方面變 得更加準確。第一次的4全測是粗;險測，不必十分準確。因此，々企測可以專交 小的準確度而更快的進行。在給定的周期中的最後的過零檢測確定輸出電 壓的準確度。為此，最後的過零檢測應當是最準確的。
15為得到最佳整體性能，準確度、速度以及功耗可以在連續的過零檢測 中適當地折衷。舉例來說，第一次檢測進行得不那麼準確且噪聲較大，但 進行得較快(較短延遲)且功耗較低。最後的檢測進行的較為準確且噪聲 較小，而消耗功率較多或進行得比較緩慢(較長延遲)。
圖9中顯示了由兩個電流源(210和220 )構成的兩分段(two-segment) 的波形發生器的實例。如在圖9中示出的，時鐘相位A施加到開關Su、 Sl3、 S22和Sm，而另一個相位02施加到開關S12、 Sm和S^。過零檢測器 30用於檢測節點100越過地電位的時間點。開關S23由過零檢測器30的輸 出控制。過零^r測器30的輸出用於確定採樣輸出電壓v。w的時間點。
電流源210和220對電容Cs2和串聯的Csi以及Cn充電，產生兩個分
段的斜波波形。在02的開始，輸出暫時地減少到已知電壓Vneg，選擇該
已知電壓的值以保證電壓力越過零電位，而信號在正常工作範圍內。在第
一分段內，電流源210被引向輸出，而在第二分段內，電流源220被引向 輸出，產生兩個不同斜率的斜波。
如在圖10中示出的，非反相積分器包括具有多個閾值的過電平檢測 器300。如在圖IO中示出的，時鐘相位Ch施加到開關S 、 S13、 S22和S24， 而另一個相位①2施加到開關S12、 Sm和S^。如下面所討論的，過電平檢 測器300用於檢測節點100越過多個預定電平中的 一個電平的時間點。開 關S23由過電平檢測器300的輸出控制。過電平檢測器300的輸出用於確 定採樣輸出電壓v。ut的時間點。
閾值是預定的電壓電平。可調整過電平檢測器300的閾值以最小化過 沖量。
舉例來說，在第一分段中可以通過稍小於預計的過衝量的一個量而使 第一次檢測的閾值是負的。這使得第二分段中的斜波下降時間最少。同樣 地，在第二分段中可以通過過沖量的值而使第二分段的閾值是更大的正 值，以便消除過沖量的影響。可供選擇地，在第一分段期間可以使第一分 段的闊值是比預計的過衝量更小的負值。這允許第二分段是正的斜波而不 是負的斜波，正如圖11所示。使最後的分段期間的檢測是最準確的檢測是有利的。使最後的分段期
間的^r測的準確度比其他分段期間的檢測的準確度更高。這可以通過在最 後的分段期間使延遲更長或使功耗更高來實現。
如在圖12中示出的，非反相積分器包括具有過零^r測器1 (310)和 過零檢測器2 (320)這兩個過零檢測器的過電平檢測器。如在圖12中示
出的，時鐘相位A施加到開關SU、 S13、 S22和S24,而另一個相位。2施加
到開關S12、 Sm和S21。如下面所討論的，過零檢測器1 (310)和過零檢 測器2 ( 320 )用於檢測節點100越過多個預定電平中的 一個電平的時間點。 開關S23由過零檢測器2 (320)的輸出控制。過零檢測器2 (320 )的輸出 用於確定採樣輸出電壓v。ut的時間點。
選擇過零檢測器](310)和過零檢測器2 (320)的閾值以最小化過 沖量。舉例來說，在第一分段中可以通過稍小於預計的過衝量的一個量而 使過零檢測器1 (310)的閾值是負的。這使得第二分段中的斜波下降時間 最少。同樣地，在第二分段中可以通過過衝量的值而使過零檢測器2(320) 的閾值是更大的正值，以便消除過沖量的影響。可供選擇地，在第一分段 期間可以使過零檢測器l (310)的閾值是比預計的過沖量更小的負值。這 允許過零檢測器2 (320)是正的斜波而不是負的斜波。
換句話說，過零檢測器1 (310)進行粗檢測，而過零檢測器2 (320) 進行精細的檢測。因此，使過零檢測器2 (320)具有更高的準確度是有利 的。
如在圖13中示出的，非反相積分器包括具有過零檢測器1 (310)和 過零檢測器2 (320)這兩個過零檢測器的過電平檢測器。如在圖13中示
出的，時鐘相位(^施加到開關Su、 S13、 S22和S24，而另一個相位02施加
到開關S12、 Sm和S21。如下面所討論的，過零檢測器1 (310)和過零檢 測器2( 320 )用於檢測節點100越過多個預定電平中的一個電平的時間點。 開關S23由過零檢測器2 (320)的輸出控制。過零檢測器2 (320)的輸出 用於確定採樣輸出電壓v。ut的時間點。
過零檢測器1 (310)和過零檢測器2 (320)兩個檢測器具有額定的 零閾值。由分別施加到過零檢測器1 (310)電壓Vtn和施加到過零檢測器2 (320)的電壓Vfr2確定檢測閾值。過零檢測器l (310)進行粗檢測，而
過零檢測器2 (320 )進行精細的檢測。因此，使過零檢測器2 (320)具 有更高的準確度是有利的。
注意到上面描述的實施方式可作為自定時系統(self-timed system)來 操作。在此結構中，時鐘相位從過零檢測器1 ( 310 )和過零檢測器2 ( 320 ) 的輸出中的得到，而不是提供恆定的頻率時鐘相位Oi和。2。圖14示出了 自定時操作。
如在圖14中示出的，相位02的結束由最後的分段期間檢測的輸出限
定。時鐘相位化的開始由短的延遲例如在$2的結束後的邏輯延遲來限定。
短的延遲一般對於保證非重疊的時鐘相位來說是必要的。時鐘相位dh的結 束以類似的方式由前級的過零才企測或後級的過零檢測確定。
注意到，因為在給定的採樣速率下，過零檢測器的噪聲帶寬遠低於運 算放大器的噪聲帶寬，所以在給定的採樣速率和信噪比的情況下，基於過 零檢測器的電路較基於運算放大器的電路實質上需要更少的功耗。過零檢 測器可以在其他的開關電容電路中應用，例如可以在算法和流水線才莫數轉
換器、A-S轉換器以及放大器中應用。
在要求高精度的應用中，必須減輕由於裝置失配造成的偏移電壓的影 響。在開關電容電路中，通常使用偏移消除技術來減少偏移電壓。
在圖15中示出了具有閉環偏移消除的電路的實例。如在圖15中示出 的，在採樣階段(phase)期間，輸入電壓VjN—皮施加到釆樣電容Cs，而開 關St閉合。在電容Cs上釆樣的電壓為ViN-Vos。在Cs上採樣的電壓消除了由 於裝置失配造成的偏移電壓的影響。注意，使用控制電路或邏輯電路(未
顯示)來控制開關Si和S2的操作。
在基於過零檢測器的電路中，通過閉合圍繞過零檢測器的第一級的環 路，類似的閉環偏移消除效果是可行的。閉環偏移釆樣期間的噪聲帶寬與 在基於運算放大器的電路中的噪聲帶寬是相當的。閉環偏移採樣的大的噪 聲帶寬增加了大量的噪聲並且至少部分地否定了基於過零檢測器的電路 的低噪聲的優點。
18在圖16中示出了開環偏移消除。如在圖16中示出的，開環偏移消除 可以同電壓比較器一起使用。在圖17中顯示了用於開環偏移消除的時序 圖。在偏移採樣階段Tos期間，第一放大器A的輸入通過開關S！連接到 地電位。第二放大器八2的輸入通過閉合開關s2也連接到地電位。第一放 大器A!的輸出電壓穩定到-a!Vos，其中^是放大器A,的電壓增益。
穩定時間常數t等於RoC,其中Ro是第一放大器A！的戴維南(Thevenin)
輸出電阻而C是寄生電容Cp!和Q)s的並聯組合。開關s2隨後打開，由此 -a!Vos被採樣並通過偏移存儲電容CoFF保持。在正常工作階段期間，開關
Si將第一放大器Ai的輸入連接到電壓V:n。由於偏移電壓Vos的影響，對 第一放大器A的有效輸入電壓是Vjn-Vos。
於是第一放大器A的輸出電壓為a！ (VjN-Vos)。對第二放大器八2的 輸入電壓為& ( ViN-V0S ) - (-aiV0S ) :aViN。因此，第一放大器A！的偏移 電壓的影響被去除。
為得到準確的偏移消除，偏移消除階段Tos必須比時間常數t長至少
幾倍。這要求與大的噪聲對應的在第一放大器A,中的寬的帶寬。儘管如使 用閉環偏移消除一樣，可能在過零檢測器中使用開環偏移消除，但開環偏 移採樣的大的噪聲帶寬增加了大量的噪聲並且至少部分地否定了基於過 零檢測器的電路的低噪聲的優點。
如上所述，期望在過零檢測器中提供偏移消除而不實質上增加過零檢
測器的噪聲。使用如在圖15中示出的具有不同的時序和不同的COTF電容
值的相同的電路結構，可實現在過零檢測器中的偏移消除的實例。圖18 中顯示了用於過零檢測器中的偏移消除的時序圖的實例。
如在圖18中示出的，偏移消除階段ToFF被分成兩個子階段，Ti和t2。 在階段Ti，開關Si連接到地電位而開關s2仍打開。假定Cot^〉Cp2,此階 段期間的穩定時間常數m約為R0 ( CP1+CP2 )。因為CP1和CP2都是小的寄 生電容，所以t!很短。因此，輸出電壓Voi快速穩定到-a!Vos。
在階段t2期間，開關s2閉合而開關Si仍連接到地電位。使偏移存儲 電容CoFF實質上較大，以便在t2期間穩定時間常數TfRoC與t2相當或長於T2。這樣一個長的時間常數減少階段T2期間的噪聲帶寬。在COFF中採 樣的噪聲的帶寬由T2確定，由此提供低噪聲。
因為CoFF兩端的電壓達到了-^Vos，且在T2期間，CoFF兩端的電壓沒 有變化，所以儘管T2是長的時間，但偏移消除的準確度也不受影響。實際 上，由於電容耦合造成了在開關S2閉合時發生電壓中小的擾動。擾動是恆
定的，且同樣在參照輸入時減少到原來的1/a,，而因此在大多數系統中影
響很小。
在偏移消除完成後，開關S!連接到ViN而開關S2打開用於作為過零檢 測器或比較器的正常操作。
在根據第二個實施方式的另一個過零檢測器中，如在圖19中所示的， 顯示為具有兩個放大器級第一級放大器A,以及第二級放大器A2。第二
級放大器A2可以是線性放大器或再生鎖存器。開關S3和電容CoFF2對採樣
的噪聲取平均，以降低噪聲。在圖20中顯示了時序圖。
在偏移消除階段ToFF期間，通過將開關Si置於上面的位置，第一放大 器A的輸入連接到地電位。通過閉合開關S2，第二放大器A2的輸入也連
接到地電位。第一放大器A,的輸出電壓穩定到-a!Vos。使電容Com足夠
小從而在ToFF期間，輸出穩定到準確的值。在ToFF的結束，開關S2隨即
打開，藉以採樣-a!Vos並在電容Com上保持。在偏移消除階段後的正常工 作階段期間，將S^鄭到輸入電壓Vtn,而S3閉合。
在幾個操作的時鐘周期後，CoFF2兩端的電壓收斂到在Com上採樣的 電壓，-aiVOS。因為Q)FF2比COFF1大，因此採樣的噪聲^L平均並減少到原
來的1/ (l+COFF2/COFF1) 1/2。由於偏移電壓Vos的影響，對A!的有效的輸
入電壓為Vin-Vos。
A!的輸出電壓於是為ai (ViN-Vos)。對A2的輸入電壓
為a！ (VjN-Vos) - (-^Vos) 因此，第一放大器A！的偏移電壓的影
響被去除，並且採樣的噪聲基本上較低。
在圖21中示出了偏移消除的另一個實例。為清楚起見，顯示了類似 於圖4中示出的積分器的基於過零檢測器的積分器。電流源I起波形發生
器的作用，產生斜波波形。電流源IoFF和電容COTF對過零檢測器ZCDl的偏移電壓進行採樣以消除其影響。在偏移消除階段期間， 一個輸入INi通
過閉合開關Su和Sm而被接地。為了不妨礙積分電容Cn上的充電，開關
Sra保持打開狀態。開關SoFF2閉合併且開關SoFFi暫時地閉合以將電容Q)ff 預充電到電壓VOFF。接下來，開關SOFF1打開，並且Ioff在C0FF上積分。
選擇I0FF的值以使得在偏移消除期間，在節點IN2的電壓以與正常工作期
間節點電壓IN2斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
當過零檢測器ZCD1在地電位的輸入IN2檢測越過電壓V2時，開關
SoFF2斷開。之後不久，電流源IoFF斷開，在CoFF上採樣電壓。在C0FF上
採樣的電壓顯示為與過零檢測器ZCD1的偏移Vos基本上大小相等而符號 相反。
在隨後電路作為積分器的操作期間，開關Som斷開而讓開關Sqff2保
持接通狀態。因此，在ZCDl,在輸入IN2的電壓保持在-Vos,從而，在過 零檢測器ZCD1中的偏移Vos的影響在積分操作期間被消除。注意，控制 電路或邏輯電路(未顯示)被用於控制各個開關的操作。
在圖22中示出了偏移消除的另一個實施例。此實施方式類似於圖21
的實施方式，只不過有兩個電容Com和Q)ff2存儲偏移電壓。電容COFt'2
比電容Com大。為清楚起見，顯示了類似於圖4中示出的基於過零檢測 器的積分器。
電流源IoFF和電容Com對過零檢測器ZCD1的偏移電壓進行釆樣以 消除其影響。選擇IoFF的值以使得在偏移消除期間，在節點IN2的電壓以 與正常工作期間節點IN2電壓斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
在偏移消除階段期間， 一個輸入IN!通過閉合開關S13和S14而被接地。 為了不妨礙在積分電容Cn上的充電，開關Sra保持打開狀態。開關SOFF2
閉合，開關SoFF3打開並且開關SoFn暫時地閉合以將電容CoFn預充電到 電壓VoFF。接下來，開關Som打開，並且IoFF在電容CoFn上積分。
當過零檢測器ZCD1在地電位在輸入IN2檢測越過電壓V2時，開關 SOFF2斷開，對電容COFF1上的電壓採樣。電流源IOFF隨後斷開，並且開關
SOFF2和SOFF3閉合，使得在電容COFF1和COFF2中的變化被平均。這有效地
21平均了採樣的噪聲並且降低了噪聲。在電容COFF1和COFF2上存儲的電壓顯
示為與過零檢測器ZCD1的偏移Vos基本上大小相等而符號相反。
在隨後電路作為積分器的操作期間，開關Som斷開並且讓開關SOFF2
和SoFF3保持接通狀態。可供選擇地，開關Sotfi和SoFF2斷開，並且讓開關 SoFF3保持接通狀態。因此，在ZCD1的輸入IN2的電壓保持在-Vos,從而，
在過零檢測器ZCD1中的偏移Vos的影響在積分操作期間被消除。注意，
控制電路或邏輯電路(未顯示)被用於控制各個開關的操作。
在圖23中示出了偏移消除的另一個實施例。此實施方式類似於圖21
的實施方式，只不過偏移採樣電容CoFF與輸入INi串聯設置，並且選擇電 流源IoFF以使得在偏移消除期間和正常工作期間在節點INi的斜波速率近
似相同。注意，控制電路或邏輯電路(未顯示)被用於控制各個開關的操作。
電流源IoFF和電容Com對過零檢測器ZCD1的偏移電壓進行採樣以
消除其影響。選擇IoFF的值以使得在偏移消除期間，在節點INi的電壓以
與正常工作期間節點IN2的電壓斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
在偏移消除階段期間，為了不妨礙在積分電容Cn上的充電，開關Sra
保持打開狀態，開關SoFF2閉合併且開關So則暫時地閉合以將電容CoFF預 充電到電壓VoFF。接下來，開關Som打開，並且Iotf在q)ff上積分。
當過零檢測器ZCD1在地電位的輸入IN2檢測越過電壓V2時，斷開開
關SoFF2。之後不久，斷開電流源IoFF。在CoFF上釆樣的電壓顯示為與過零
檢測器ZCD1的偏移基本上大小相等而符號相反。因此，在隨後的工作中， 在過零檢測器ZCD1中的偏移的影響被消除。
在圖24中示出了偏移消除的另一個實例。此實施方式與圖22的實施
方式在操作上類似，只不過偏移首先在第一偏移採樣電容c0FF1上被採樣
並且以與圖22中示出的實施方式類似的方式通過第二偏移採樣電容CoFF2 被取平均。電流源IoFF和電容Coin對過零檢測器ZCD1的偏移電壓進行 釆樣以消除其影響。選擇IoFF的值以使得在偏移消除期間，在節點INi的電壓以與在正常工作期間節點INi的電壓斜波上升的速率相同的速率斜波下降。
在偏移消除階段期間，為了不妨礙在積分電容Cn上的充電，開關Sra
保持打開狀態，開關SoFF2閉合併且開關SoFFi暫時地閉合以將電容C0FF1 預充電到電壓V0FF。接下來，開關S0FF1打開，並且Ioff在COFF1上積分。
當過零檢測器zcDi在地電位的輸入nsh檢測越過電壓V2時，斷開開
關SOFF1。之後不久，斷開電流源IOFF。在Com上採樣的電壓顯示為與過 零檢測器ZCD1的偏移基本上大小相等而符號相反。隨後開關S0FF3閉合， 將COFF1和COFF2並4關連4妻。在COFF1和COFF2中的電荷^皮重新分配，對採樣
的噪聲進行平均。在幾個周期的偏移消除之後，存儲在Com和CoFF2上的
電壓顯示為與過零檢測器ZCD1的偏移Vos基本上大小相等而符號相反。 因此，在隨後的操作過程中過零^r測器ZCDl中偏移的影響^皮消除。
儘管已結合單端的實施方式示出並描述了本發明的原理，但本發明的 原理也可用於這些單端實施方式的全差分結構或全差分實現。
例如，在圖25中示出了圖24中示出的實施方式的全差分實現。
電流源IOFFp、 IoFFn和電容C0FFlp和C。FFm對過零檢測器ZCD1的偏移 電壓差分地釆樣，以消除其影響。選擇IoFFp和IoFFn的值以使得在偏移消除
期間，在節點INip和INm的電壓之間的差值以與在正常工作期間節點INlp 和INln的電壓之間的差值斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
在偏移消除階段期間，為了不妨礙在積分電容Cnp和Cnn上的充電，
開關SFBp和Srap置於打開狀態，開關SoFF2p和SoFF2p閉合併且開關SOFFlp 和SOFFlp暫時地閉合以將電容Q)FFp和CoFFn分別預充電到電壓V0FFp和 V0FFn。接下來，開關SoFFi打開，並且IOFF在C0FF上積分。
當過零檢測器ZCD1檢測到分別在輸入IN!p和INm的電壓V2p和V2ll
之間的差值越過零或越過電平時，斷開開關SoFF2p和SOFF2p。之後不久，斷 開電流源IoFFp和1oFFn。在電容COFFp和COFFn上採樣的電壓之間的差值顯示 為與過零檢測器ZCD1的偏移基本上大小相等而符號相反。因此，在隨後
的操作過程中過零^r測器ZCD1中偏移的影響被消除。儘管已結合基於過零檢測器的電路示出並描述了本發明的原理，但本 發明的原理也可用於基於比較器的電路。
儘管已顯示並描述了本發明的各種各樣的實施例和實施方式，但本領 域技術人員應認識到本發明的主旨和範圍不限於這裡具體的說明和附圖， 而是擴展到各種各樣的更改形式和變化形式。
權利要求
1. 一種具有有效的偏移消除的比較器，所述比較器包括第一放大器，其具有輸入端子；偏移電容，其操作地連接到所述第一放大器；第二放大器，其操作地連接到所述偏移電容；第一開關，其操作地連接到所述輸入端子；第二開關，其操作地連接在所述偏移電容和第一預定電壓之間；以及控制電路，其控制所述第一開關和所述第二開關的操作；所述第一開關響應於所述控制電路而將所述輸入端子連接到第二預定電壓達一段時間；所述第二開關響應於所述控制電路而將所述偏移電容連接到所述第一預定電壓達所述一段時間；所述一段時間基本上短於與所述偏移電容相關聯的時間常數。
2. 如權利要求1所述的比較器，其中所述第一預定電壓是系統共模 電壓。
3. 如權利要求1所述的比較器，其中所述第二預定電壓是系統共才莫 電壓。
4. 如權利要求2所述的比較器，其中所述系統共模電壓是地電位。
5. 如權利要求3所述的比較器，其中所述系統共模電壓是地電位。
6. —種具有有效的偏移消除的比較器，所述比較器包括 第一放大器，其具有輸入端子；第一偏移電容，其操作地連接到所述第一放大器； 第二放大器，其操作地連接到所述偏移電容； 第一開關，其操作地連接到所述輸入端子；第二開關，其操作地連接在所述偏移電容和第一預定電壓之間；控制電路，其控制所述第一開關和所述第二開關的操作；以及 噪聲平均電路，其操作地連接到所述第一偏移電容；所述第一開關響應於所述控制電路而將所述輸入端子連接到第二預定電壓達一,史時間；所述第二開關響應於所述控制電路而將所述偏移電容連接到所述第 一預定電壓達所述一段時間。
7. 如權利要求6所述的比較器，其中所述第一預定電壓是系統共模 電壓。
8. 如權利要求6所迷的比較器，其中所述第二預定電壓是系統共模 電壓。
9. 如權利要求7所述的比較器，其中所述系統共模電壓是地電位。
10. 如權利要求8所述的比較器，其中所述系統共模電壓是地電位。
11. 如權利要求6所述的比較器，其中所述噪聲平均電路包括第二偏 移電容。
12. —種具有有效的偏移消除的基於比較器的電路，所述基於比較器 的電路包括比較器，其使輸入電壓與另一個電壓進行比較；開關電容網絡，其操作地連接到所述比較器；偏移電容，其操作地連接到所述比較器的輸入；預置的電壓源，其操作地連接到所述偏移電容以將所述偏移電容充電 到預定電壓；波形發生器電路，其操作地連接到所述偏移電容以在所述偏移電容上 施加預定電壓波形；以及採樣開關，其操作地連接到所述偏移電容；所述採樣開關斷開。
13. 如權利要求12所述的基於比較器的電路，其中所述波形發生器 電4"包括電流源和開關。
14. 如權利要求12所述的基於比較器的電路，其中所述預定電壓波形是斜波。
15. 如權利要求12所述的基於比較器的電路，其進一步包括操作地 連接到所述第一偏移電容的噪聲平均電路。
16. 如權利要求15所述的基於比較器的電路，其中所述噪聲平均電 路包括第二偏移電容。
17. —種具有有效的偏移消除的基於過零檢測器的電路，所述基於過 零檢測器的電路包括過零檢測器，其具有第一輸入和第二輸入；開關電容網絡，其操作地連接到所述過零檢測器；偏移電容，其操作地連接到所述過零檢測器的所述第一輸入；預置的電壓源，其操作地連接到所述偏移電容以將所述偏移電容充電 到預定電壓；波形發生器電路，其操作地連接到所述偏移電容以在所述偏移電容上 施加預定電壓波形；以及採樣開關，其操作地連接到所述偏移電容；當所述過零檢測器確定所迷第一輸入處的電壓越過地電位時，所述採 樣開關斷開。
18. 如權利要求17所述的基於過零檢測器的電路，其中所述波形發 生器電路包括電流源和開關。
19. 如權利要求17所述的基於過零檢測器的電路，其中所述預定電 壓波形是斜波。
20. 如權利要求19所述的基於過零檢測器的電路，其中所述斜波具有一種速率，所述速率使得在偏移消除期間，所述過零檢測器的所述第二 輸入處的電壓以與在正常工作期間所述過零檢測器的所述第二輸入處的 電壓斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
21. 如權利要求17所述的基於過零檢測器的電路，其中在所述採樣 開關斷開後，在所述偏移電容上的電壓與所述過零^r測器的偏移電壓基本 上大小相等。
22. 如權利要求17所述的基於過零檢測器的電路，其進一步包括操 作地連"l妄到所述第 一偏移電容的噪聲平均電路。
23. 如權利要求22所述的基於過零檢測器的電路，其中所述噪聲平 均電路包括第二偏移電容。
24. —種具有有效的偏移消除的基於過電平檢測器的電路，所述基於 過電平檢測器的電路包括過電平^^測器，其具有第一輸入和第二輸入；開關電容網絡，其操作地連接到所述過電平檢測器；偏移電容，其操作地連接到所述過電平檢測器的所述第 一輸入；預置的電壓源，其操作地連接到所述偏移電容以將所述偏移電容充電 到預定電壓；波形發生器電路，其操作地連接到所述偏移電容以在所述偏移電容上 施加預定電壓波形；以及採樣開關，其操作地連接到所述偏移電容；當所述過電平檢測器確定所述第一輸入處的電壓越過預定電平時，所 述採樣開關斷開。
25. 如權利要求24所述的基於過電平檢測器的電路，其中所述波形 發生器電路包括電流源和開關。
26. 如權利要求24所述的基於過電平檢測器的電路，其中所述預定 電壓波形是斜波。
27. 如權利要求27所述的基於過電平檢測器的電路，其中所述斜波具有一種速率，所述速率使得在偏移消除期間，所述過電平檢測器的所述 入處的電壓斜波上升的速率近似相同的速率斜波下降。
28. 如權利要求24所述的基於過電平檢測器的電路，其中在所述採 樣開關斷開後，在所述偏移電容上的電壓與所述過電平檢測器的偏移電壓 基本上大小相等。
29. 如權利要求24所述的基於過電平檢測器的電路，其進一步包括 操作地連接到所述第 一偏移電容的噪聲平均電路。
30. 如權利要求29所述的基於過電平檢測器的電路，其中所述噪聲 平均電路包括第二偏移電容。
31. —種有效地消除基於過零檢測器的電路中的偏移的方法，所述方 法包括(a) 將偏移電容充電到預定電壓；(b) 在所述偏移電容上施加預定電壓波形；(c) 確定過零檢測器的輸入的電壓是否越過預定電平；(d) 當確定所述過零檢測器的所述輸入處的所述電壓越過所述預定 電平時，在所述偏移電容上保持所述電壓；以及平時，使用保持在所述偏移電容上的所述電壓消除所述過零檢測器的偏移。
32. —種有效地消除基於過電平檢測器的電路中的偏移的方法，所述 方法包4舌(a) 將偏移電容充電到預定電壓；(b) 在所述偏移電容上施加預定電壓波形；(c) 確定過電平檢測器的輸入處的電壓是否越過預定電平；(d) 當確定所述過電平檢測器的所述輸入處的所述電壓越過預定電 平時，在所述偏移電容上保持所述電壓；以及偏移,括:
33. —種有效地消除基於比較器的電路中的偏移的方法，所述方法包(a) 將偏移電容充電到預定電壓；(b) 在所述偏移電容上施加預定電壓波形；(c) 確定比較器的輸入處的電壓是否越過預定電平；(d) 當確定所述比較器的所述輸入處的所述電壓越過預定電平時， 在所述偏移電容上保持所述電壓；以及(e )使用保持在所述偏移電容上的所述電壓消除所述比較器的偏移,
全文摘要
一種具有有效的偏移消除的基於比較器的電路包括第一放大器和第二放大器以及操作地連接到第一放大器和第二放大器的偏移電容。偏移電壓源產生偏移電壓。第一開關在第一時間段內將偏移電壓源連接到地電位。第一放大器響應於第一開關在第一時間段內將偏移電壓源連接到地電位而產生輸出電壓。第二開關在第二時間段內將偏移電容連接到地電位。第一開關在第三時間段內將偏移電壓從地電位斷開，並且第二開關在第三時間段內將偏移電容從地電位斷開。
文檔編號G11C27/02GK101449336SQ200780018645
公開日2009年6月3日 申請日期2007年3月15日 優先權日2006年3月21日
發明者李海升 申請人:劍橋模擬技術有限責任公司