用於雙線導體的驅動電路和生成兩個輸出電流的方法

2023-05-01 02:28:26

專利名稱：用於雙線導體的驅動電路和生成兩個輸出電流的方法
技術領域：
本發明涉及用於從雙態邏輯(two-State logic)輸入信號生成兩個互補輸出電流的雙線導體(two-wire conductor)的驅動電路，並涉及由雙態邏輯輸入信號在兩個輸出端 為雙線導體生成兩個互補輸出電流的方法。
背景技術：
用互補電流工作的雙線導體特別適合在為可選擴展和/或長導體而設計的總線 系統中應用，例如在通用串行總線(universal serial bus, USB)或控制器區域網總線 (controller area network bus，CAN總線)中應用。要傳送的信號通過必須特別符合關於 靜電放電(electrostatic discharge, ESD)、電磁幹擾(electromagnetic interference, EMI)、電磁兼容性(electromagnetic compatibility, EMC)和信號完整性要求的特殊驅動 電路饋送到雙線導體。特別是在EMI方面，共模響應是顯著因素。雖然為了取得良好的共 模響應，通常採用無源共模扼流圈，但其在其所涉及的所需空間、重量和成本方面還存在很 大差距。雖然人們也知道有源電路組件可改善驅動電路的共模響應，但其受到不穩定的影 響，總是不能取得令人滿意的共模響應。因此，需要通過有源電路技術來進一步改善已知驅 動電路。

發明內容
本發明提出了一種用於由雙態邏輯輸入信號生成兩個互補輸出電流的雙線導體 的驅動電路，其包括兩個輸出級，其中每個輸出級在輸出端處由輸入信號生成所述兩個輸 出電流中的一個，且其中一個在輸出電流的安培數方面是可以調整的。耦合到兩個輸出級 的是控制器，該控制器用於在輸入信號狀態變化之後的至少兩個時隙中的每個時隙內分析 在生成從兩個輸出級得到的誤差信號時由兩個輸出級輸出的電壓，將所述誤差信號或從其 得到的信號高速緩存並在輸入信號的最近狀態變化之後的任意時隙中根據高速緩存的誤 差信號或根據據其的高速緩存的信號來調整一個輸出級的輸出電流。在兩個輸出端處由雙態邏輯輸出信號生成兩個互補輸出電流的方法包括步驟在 每個輸出端處由輸入信號生成輸出信號，其中一個輸出電流的安培數可由控制信號來調 整；分析在輸出端處實現的每個電壓；在輸入信號狀態變化之後的至少兩個時隙中的每一 個內根據輸出電壓來生成誤差信號；將所述誤差信號或從其得到的信號高速緩存，並在輸 入信號所達到的狀態變化之後的相應時隙內根據高速緩存的誤差信號或根據據其的高速 緩存的信號來調整一個輸出級的輸出電流。


參照以下附圖和說明可以更好地理解本發明。附圖中的組件未必按比例，而是著 重於舉例說明本發明的原理。另外，在附圖中，相同附圖標記表示相應的部分。在附圖中圖1是根據輸入信號採用兩個互補輸出電流來激活雙線導體的新穎電路組件的電路圖；圖2是圖1所示電路組件中各種信號的電壓和電流曲線(profile)示意圖，所示 未分析輸出電流的差異情況；圖3是圖1所示電路組件控制器中事件序列圖，所示未分析輸出電流的差異情 況；
圖4是如何實現圖3所示方法的一個實例中的信號流程圖；圖5是如何實現圖4中實現的充電電流控制塊的一個實例的電路框圖；圖6是圖3至5所示方法的信號曲線示意圖；圖7是圖3所示方法的替換方法中的事件序列示意圖，示出了輸出信號的延遲和 切換響應被優化；圖8是示出圖7所示優化方法中的信號曲線示意圖；圖9是優化對稱和邊沿形狀的定時開始和停止的優化方法和結果接受的信號流 程圖。
具體實施例方式現在參照圖1，其舉例說明了用於根據輸入信號IN用兩個互補輸出電流CANH和 CANL來激活雙線導體的新穎電路組件的電路圖。電路組件包括兩個輸出級1、2，輸出級1提 供輸出信號CANH，而另一輸出級2提供輸出信號CANL，每個輸出級分別連接到正供電電位 7+和9+以及分別連接到GND 7-和9_。兩個輸出級1和2中的每一個分別包括(金屬) 場效應電晶體3和4，電晶體3是ρ溝道型，而電晶體4是η溝道型。除了場效應電晶體外， 還可以使用雙極電晶體。電晶體3的源極沿FWD方向經由二極體5連接且與之串聯的電阻 器6連接到正供電電位7上。電晶體3的漏極提供輸出信號CANH。電晶體4的源極經由電 阻器8連接到GND 9-並經由二極體10沿FWD方向提供輸出信號CANL。電晶體3和4的柵極均分別由在其功能方面分別對應於兩個選通電流源13和 14(對於電晶體3)或15和16(對於電晶體4)的控制器11和12激活。在此布置中，其中 一個電流源，即電流源13或15從例如電晶體3或4的相應柵極分別引出到正供電電位7+ 和9+，而另一個14或16分別引出到例如GND 7-和9_。在此布置中，電流源13至16均可由應用於它們的數字數據字進行數字控制，從而 指示輸出電流。控制電流源13至16的數據字被保存在高速緩存塊17至20中，它們在信 號PH的控制下被從高速緩存塊17至20中的每一個依次同步讀出並施加於相應的電流源 13至16上。在所示實例中，每個緩存塊帶有十二個數據字，每個數據字長度為5位。此布 置中的電流源13至16可以配置為如多個單獨可切換部分電流源的具有電路輸出或具有更 小的位長度的的更複雜的數字模擬轉換器。除了二進位編碼形式外，後者的特點是可以採 用數據字，可以更方便地使用熱溫度計碼進行編碼。何時以及各個高速緩存塊17至20中的哪些高速緩存空間要被讀出則由控制 器21來指定，高速緩存塊17至20的各個高速緩存空間中的數據字由控制矢量(control vector, CV)實現。控制信號PH指示控制電流源13至16的各個數據字的相應高速緩存空 間，控制器21本身接收輸入信號IN、誤差信號(error signal) CM_Err和誤差信號Vdiff_ Err0誤差信號CM_Err由差動放大器22提供，針對GND 9-的基準電壓(referencevoltage)被施加到該差動放大器22的非倒相輸入端，該基準電壓由基準電壓源23提供。差動放大 器22的非倒相輸入端又經由電阻器24接到兩個電容器25和26的節點，在該節點處可以拾 取共模電壓CM。在此布置中，一個電容器25接收輸出信號CANH，而另一電容器26接收輸 出信號CANL。此外連接到兩個電容器25和26的節點上的還有差動放大器22的倒相輸入 端，這樣，差動放大器22通過在出現偏差時生成誤差信號CM_Err來監控兩個輸出信號CANH 和CANL的AC共模響應。除了只可用於AC電壓的電容分壓器外，還可以使用包括電阻的歐姆分壓器，例如，隨後還可以將其用於DC電壓。誤差信號Vdiff_Err由差動放大器27提供，後者通過將這兩個輸出信號CANH和 CANL施加於差動放大器22的倒相和非倒相輸入端來分析這兩個輸出信號的差別。如圖1 所示的電路組件可以特別使兩個輸出信號CANH和CANL的邊沿相互適應，同時還(如進一 步描述的那樣)通常單獨使邊沿成形，因此還特別單獨調整延遲和切換響應(斜率)。首 先，這在所有工作條件和網絡拓撲結構下在整個操作範圍內保證相互關聯的對稱性，其次， 可以在不違反關於環路延遲要求情況下特別保證信號的完整性。除此之外，EMI幹擾如今 可以大大降低，與此同時可保證組件的穩定運行，這是因為所述對邊沿進行成形在多個邊 沿上適應。使由電晶體3和4提供的輸出電流(以下分別稱為充電和放電電流)適應由這 兩個誤差信號CM_Err和Vdiff_Err來控制。此布置中的誤差信號CM_Err是基於其值等於 輸出信號CANH+CANL/2的共模信號與理想電壓，即電源電壓的半值V/2的比較。誤差信號 Vdiff_Err是基於這兩個輸出信號CANH和CANL的差動電壓(differential voltage)，因 此等於輸出信號CANH-CANL。通過特殊算法和根據該算法而生成的控制矢量和相位，將兩個 誤差信號CM_Err和Vdiff_Err連同控制器21中的輸入信號IN —起進行分析。雖然該算 法可能具有大量不同配置，但其基本上基於如下所述邏輯。應理解的是雖然在以上示例中使用兩個互補輸出級，但同樣可以採用兩個相同的 輸出級，但是，然後，不是監控輸出信號的對稱性，而是其等效性(例如，如在複製二進位信 號的中繼器應用中一樣)，同樣應理解的是，除了所示的特定輸出或驅動級之外，可以使用 任何其它類型的輸出或驅動級。現在參照圖2，其舉例說明了輸入信號IN、輸出信號CANH和CANL、共模信號CM、共 模誤差信號CM_Err以及被送到電晶體3 (或4)的柵極接點的選通電流Ig，每個在時間方面 根據時間t而相互關聯為電壓圖U或電流圖I，其中i代表ρ個時隙中的一個，而ε i表示 該時隙i中的誤差信號CM_Err關於輸入信號IN的後沿狀態(例如從隱性狀態R到CAN總 線上的顯性狀態的過渡)。一旦出現輸入信號IN的邊沿-無論是前沿還是後沿_在每種情 況下都觸發輸出信號CANH和CANL的相應邊沿，然而，其斜率要小於輸入信號IN的斜率。兩個輸出信號CANH和CANL在電壓方面互補，S卩，當一個信號已達到其最大值時， 另一個則基本上處於其最小值，當一個信號具有前沿(leading edge)時，另一個則在此時 間點具有後沿(trailing edge)，且反之亦然。一旦輸入信號中出現邊沿時，則輸出信號 CANH和CANL的後續邊沿被細分成至少兩個時隙，每個時隙部分覆蓋該邊沿、精確地覆蓋該 邊沿或略大於該邊沿，正如此處所述情況一樣。雖然也可以在輸入信號IN的整個持續時間 內將信號全部細分成單個時隙，但大致在邊沿左右的分析基本上足以達到適應。時隙的持 續時間可以是恆定的，即每個時隙具有相同的持續時間，或者時隙的持續時間是每個邊沿 實現的振幅變化的函數，即當振幅已經發生了的一定變化時時隙結束。然而，為了更好地圖示，在本案例中假設時隙具有恆定持續時間。輸出信號CANH和CANL的這些不同邊沿曲線在這兩個信號對稱時得到等於電源電 壓的一半V/2的共模CM，而偏差會產生與電源電壓V/2不同的相應值。在如圖1所示組件 中，共模信號是通過差動放大器22結合基準電壓源23和電阻器24和兩個電容器25和26 來建立的。在目前的情況下，差動放大器22具有非常高的增益並因此充當比較器，使得其 所提供的誤差信號CM_Err是二進位信號。相應的控制算法隨後提供數據字，由此，通過控 制器11和12，生成用於激活兩個電晶體3和4的相應電流。同樣，圖2給出了經由誤差信 號CM_Err生成的選通電流Ig的示例。該選通電流Ig不是被立即施加於電晶體3 (或4)， 即在新邊沿(fresh edge)的時間點，而是被高速緩存並施加於後來的其中一個邊沿上，在 這種情況下，施加於隨後的同樣的後沿上。然而，對於本電路組件的運行而言，(一個或多個)誤差信號是否被緩存在一個邊 沿上和由後來的其中一個邊沿計算的控制矢量被立即施加或者是否由已在第一邊沿上的 (一個或多個)誤差信號來計算控制矢量且將其高速緩存直至在後來的其中一個邊沿施加 為止沒有關係。然而，這兩種極端之間的解決方案同樣也是可能的，其中(一個或多個)誤 差信號被高速緩存在第一邊沿上，在第二邊沿上由高速緩存的誤差信號來計算控制矢量並 將其保存直至在第三邊沿上施加為止。現在參照圖3，其舉例說明了在控制器21中如何確定過程的順序的示例。在優化 過程開始(處理框28)後，檢測在輸入信號IN中發生的邊沿(處理框29)，在本組件中單獨 在前沿與後沿之間進行區別並使其適應。隨後進行初始化，在初始化中，在時隙i中獲得誤 差信號CM_Err的起始值ε i (處理框30)並將其高速緩存以更新陳舊值(stale value)(處 理框31)，i表示優化時的時隙，而ρ表示每個邊沿的時隙數目。此後，在處理框32(32. 1、 32. 2和32. 3)中進行多次比較。在處理框32. 1中，進行關於是否ε i = 1及陳舊ε i = 0 或者是否ε i = 0及陳舊ε i = 1的測試，換言之，進行關於誤差信號與優化中的先前步驟 相比是否已經改變的測試。在處理框32. 2中，先進行關於是否^i = I及陳舊ε i = 1的 測試，最後，在處理框32. 3中進行關於是否￡i=0及陳舊ε i = 0的測試。使用處理框32. 1,32.2和32. 3的結果來控制處理框33和34。處理框33基本上 具有遞增/遞減計數器的功能，其計數表示選通電流Ig(驅動器安培數)。處理框32. 2控 制處理框33，使得當滿足條件(+)時，計數器增值，計數對應於要優化的時隙i的驅動器安 培數。在處理框32. 3中，情況相反，使得當未能滿足按照處理框32. 3的條件(-)時，由處理 框33形成的計數器減值。在處理框33中，進行關於時隙i是否處於溢出條件的測試。當 出現溢出時，將復位輸入RES高速緩存在處理框39和處理框34中，然後處理框34相應地 增值(或者在遞減計數器中減值)，這意味著在下一個時隙中繼續優化。除此之外，還可以 由處理框32. 1來使處理框34增值，這意味著在這種情況下誤差信號已經變化，以及可以終 止新時隙i的優化。處理框34基本上充當僅遞增計數器(或者充當僅遞減計數器)的作用，其中計數 對應於要優化的時隙。在溢出時，在處理框34中，輸出表示優化結束的信號(35)，這意味著 已經循環了所有的時隙1至P。當未出現溢出時，該過程跳到處理框29。新時隙i中的驅動電流的優化還繼續，例如，(無溢出)當處理框33沒有「看到」 ＝溢出時，這樣，在處理框36中用新來更新陳舊ε i並因此將其高速緩存以供進一步處理。此後，在基本上具有與處理框29相同功能的處理框37中，等待輸入信號IN的下一個後沿，該後沿在其發生時提示建立新的新值ε i並將其傳遞到處理框32以供進一步處理， 且其如上所解釋的那樣，在框32. 1、32. 2和32. 3中進行各種比較。這種涉及每次對值ei 進行採樣的環路一直循環到在處理框33中指示溢出為止。框32. 1、32.2、33、36、37、38形成內環路(電流計數器環路)，其在誤差信號變化時 且計數器(框33) 「看到」溢出時退出。其餘部分可以被視為外環路(時隙環路1至P)。現在參照圖4，舉例說明了如何通過向邊沿檢測器(edge detector) 40和多路轉 換器(multiplexer)49送輸入信號IN來實現所述過程的示例。檢測器40檢測輸入信號 IN從隱性到顯性以及從顯性到隱性的狀態(邊沿)變化，其為此輸出信號0SC_START，與邊 沿是後沿還是前沿無關。於是，邊沿的發生通過信號0SC_START激活振蕩器41。振蕩器41 的輸出信號被送到在本例中為4位寬一的計數器42和16位寬的移位寄存器43這二者。 例如，振蕩器41的輸出信號使計數器42增值，使移位寄存器43進一步向右移位。計數器 42的輸出激活在其輸出端提供輸出信號CANH和CANL的輸出級44 (驅動器)。邊沿檢測器 40、振蕩器41和計數器42用於確定輸入信號IN狀態變化之後的時隙i，它們一起提供信號 CLK(時鐘)、SD (discharge signal，放電信號)、SC(charge signal，充電信號)和 ρ-位寬 的計數SCOUNT (例如，圖6所示組件中的2位寬)。在輸出級44中使用計數SCOUNT來設置 時隙i中的輸出安培數。然後在誤差檢測單元45中根據生成的至少一個誤差信號，例如誤差信號CM_Err， 來分析輸出信號CANH和CANL，最簡單的誤差信號CM_Err只包括一個單個位，因此，只表示 是否出現誤差。例如，這單個位被輸入到移位寄存器43並由振蕩器41計時進行移位(例如 向右)。在移位寄存器43中形成的ρ-位寬的值因此表示ε i值的時序。通過由多路轉換器 49控制的多路轉換器46，在每種情況下選擇1位(及因此，特定ε i)並將其送到充電電流 控制器47或放電電流控制器48。在這種布置中，多路轉換器49在每種情況下根據由充電 電流控制器47和放電電流控制器48提供的字COUNTC或COUNTD來確定用於充電電流控制 器47或放電電流控制器48的移位寄存器43中的相應值的位置，然後被多路轉換 器46選擇並被作為1位信號sig_err轉送到控制器47和48。因此，例如，當只針對從隱性 到顯性的邊沿將時隙i優化(對應於充電算法)時，則多路轉換器49選擇標識該時隙的相 關聯COUNTC信號進行處理，而多路轉換器46選擇此時隙i中的相應誤差信號。除此之外， 兩個控制器47和48從計數器42分別接收定義輸入信號IN (參見圖6)以及START (起始) 信號的後沿或前沿上的時間窗的信號SC和SD，由此分別生成控制矢量c0ntr0l_vect0r_ charge和control_vector_discharge，送到輸出級44 (驅動器)以控制輸出電流CANH禾口 CANL的安培數。現在參照圖5，舉例說明了如何配置圖4所示充電電流控制器47和放電電流控制 器48，它們的不同之處僅在於計數方向相反(例如圖5所示計數器52)。通過與邊沿是前 沿還是後沿相關的控制信號SC或SD，激活邊沿計數器50，其輸出信號經由AND門51加到 遞增/遞減計數器52的復位輸入端RES。一直到第四後沿的時間都用作高速緩存元件57 和58的初始化時間，表示新ε i和陳舊ε i (舊)。除AND門51之外，還施加START信號。 例如，計數器52是三位計數器，其三個位線A0、A1、A2電路連接至高速緩存器53，而計數器 52的位線AO、Al、A2與在其輸出端B0、Bi、B2處提供數據的高速緩存器53的相應數據輸入端電路連接，所述輸出端B0、B1、B2的地址由4位寬遞增(或遞減)計數器54經由位線 C0、C1、C2、C3提供。高速緩存器還接收圖4所示計數器52的計數Scoimt，計數器52的計 數方向表示是在充電還是在放電。由OR門55的輸出信號來對計數器54進行計時並由START信號復位至其復位輸入RES。OR門55具有三個輸入，其中之一由計數器52的末端減(end-minus)信號和末端 加(end-plus)信號以及異或門56的輸出信號形成。信號末端減和末端加用信號通知計數 器沿負向或正向溢出，這意味著例如在對應於值0的計數處對計數器進行初始化且該計數 器因此能夠沿負向採用值-3、-2、-1或沿正向採用值+1、+2、+3、+4。因此，信號末端減和 末端加表示計數器分別於何時達到值_3和+4。由施加於觸發輸出TRIG的信號來對計數 器52進行計時且其可以被復位信號復位至特定值(例如2)並在觸發輸入TRIG處分別被 信號SC或SD初始化。這裡，信號末端減和末端加指示計數器沿正向或負向溢出。異或門 56具有兩個輸入端，其中一個輸入端連接到高速緩存元件57的輸出端，而另一個連接到在 高速緩存元件57下遊的高速緩存元件58的輸出端，高速緩存元件57的輸入端被Sig_err 信號激活。這兩個高速緩存元件57和58的數據接受分別由信號SC或SD來控制。圖5所示充電電流控制器47(或放電電流控制器48)工作如下在已通過START 開始優化(例如START= 1)之後，首先在信號SC (SD)的四個後沿上進行信號sig_err的初 始化，遞增/遞減計數器52被釋放，直至初始化之後為止。高速緩存元件57接收新值ε i， 而高速緩存元件58接收先前「陳舊」值ε i(先前的一個或多個邊沿)。這兩個值由異或門 56來進行比較。如果值不同，則異或門56的輸出被設置為1。陳舊通過充電電流控制 器47的計數器52的DIR信號來確定計數器52的方向，反相器59相應地電路連接到關於 放電電流控制器48的輸入DIR的上遊。如果值是1，可試圖改變區段i中的安培數，以使該值等於0，計數器在信號SC (或 SD)的後沿被增值或減值。計數器52可以沿著由信號末端加和末端減所信號通知的減或加 方向溢出，時隙優化在溢出(末端加、末端減)時或異或門56處誤差信號變化時終止。OR 門55的輸出因此而被設置為1，計數器54 (計數對應於當時正在優化的時隙i)增值。每個 時隙的計數被高速緩存在高速緩存器53中。信號Scoimt用於在邊沿循環時選擇屬於時隙 i的正確控制矢量。此布置中的計數器52是首先設置為例如值2的三位遞增/遞減計數器。通過圖 4所示單元45，計算與輸出信號CANH和CANL相關聯的誤差信號。在本實例下假設這是針 對某一時隙，例如在邊沿發生後的第二時隙，對於此時隙已經存在從上一循環計算且被高 速緩存在高速緩存元件58中的陳舊值。因此，當由單元45提供的誤差信號指示誤差時，計 數器52減1，且在沒有誤差的情況下指示計數器52加1。如果與高速緩存的陳舊誤差信號 相比誤差信號已經改變時，則中斷調整輸出電流。當計數器52信號通知沿正向或負向溢出 時，計數器54加1。因此，圖5所示電路中的計數器52用於使相關相位的振幅離散化，而計 數器54則選擇或標識相應時隙i。現在參照圖6，特別舉例說明了信號Scount、SC、SD、CANH、CANL和sig_err的示 意圖，僅考慮了四個時隙(P = 4)，如何優化已在輸入信號IN的第一後沿上開始並處於時 隙(C0UNTC = )2中是顯然的。在輸入信號IN的第二後沿上，時隙2中的電流增大。但是 由於在時隙2中不存在誤差信號的變化，電流在輸入信號IN的第三後沿上進一步增大，導致時隙2中的誤差信號CM的變化，引起下一個時隙被優化的COUNTC信號的變化。例如，在輸入信號IN的後沿上，信號Scoimt開始在相應邊沿出現之後由信號SC預定的時間段內進 行計時。在此布置中，如前所述，信號SC被設計為在輸入信號IN的相應邊沿上開始但並不 擴展，直至下一個邊沿發生後安全地經過輸出信號CANH和CANL的邊沿為止。信號SD是 SC的補充信號，其在前沿發生之後的一定時間段內施加信號Scoimt。然後，由表示一例 如一共模誤差的輸出信號CANH和CANL實現的誤差信號CM引起1位誤差信號CM_Err，其 持續時間在兩個時隙以上。現在參照圖7，其舉例說明了與輸入信號IN的相應邊沿相比，首先優化輸出信號 CANH、CANHL的延遲(框「延遲優化」)，其次優化切換響應(框「切換響應優化」)的過程的 狀態圖。首先，在開始之後，框「延遲優化」等待輸入信號IN的相應邊沿，其後感測表 示延遲的時間間隔tdellR2D，其在隨後的兩級分析中首先與表示最佳值的時間間隔 TdelR2D0PT相比較，該比較的結果是電晶體4設置為選通電流Igll，而電晶體3設置為 Igh 1。當時間間隔tde 1R2D與時間間隔Tde 1R2D0PT相比較小時，則表示兩個輸出電晶體3、4 的選通電流Igll和Ighl的計數減1，隨後比較時間間隔tdelR2D和時間間隔TdelR2D0PT， 查看所感測的值tdelR2D是否大於TdelR2D0PT。如果是這樣，則把表示兩個輸出電晶體3、4的選通電流Igll和Ighl的計數加1。 為此，進行關於時間間隔tdelR2D是否等於時間間隔TdelR2D0PT的測試，如果是這樣，則該 過程跳到框「切換響應優化」，由此本過程中的「相等」意味著所感測的延遲在被定義為最 佳值的時間間隔tSW2D0PT內。當在頭兩次比較中未發生溢出時，該過程後退到用於隨後的 (相應)邊沿的框的開始以等待下一個邊沿。當發生溢出時，該過程跳到用於隨後的(相 應)邊沿的框「切換響應優化」。在「切換響應優化」框中，該過程同樣等待輸入信號IN的相應邊沿，在該相應邊沿 之後感測表示切換響應的時間間隔tSWR2D。這後面進而是三級分析，在該三級分析中，首 先，將在每種情況下感測的值與表示最佳值的時間間隔tSWR2D0PT相比較，根據結果，分別 針對電晶體4和3來調整選通電流Igl2或Igh2。當時間間隔tSWR2D小於表示時間間隔tSWR2D0PT的計數時，兩個輸出電晶體的選 通電流Igl2和Igh2減1。隨後，將時間間隔tSWR2D和tSWR2D0PT相比較以查看所感測的 值tSWR2D是否大於tSWR2D0PT。如果是這樣，則把表示兩個輸出電晶體的選通電流Igl2和 Igh2的計數加1。為此，進行時間間隔tSWR2D是否等於時間間隔tSWR2D0PT的測試，如果 是這樣，則終止優化。當在頭兩次比較中未發生溢出時，該過程返回隨後(相應)邊沿的框 的開始並等待下一個邊沿，否則當發生溢出時，終止優化。現在參照圖8，舉例說明了再次對應於輸入信號IN的示圖，以便輸入信號IN的後 沿或前沿又觸發一系列時隙，然而這些時隙不覆蓋輸入信號IN的總脈衝持續時間，其代表 一個特定的所達到的相移且在下文中稱為離散相位PhD。當邊沿發生時，立刻生成兩個離散 相位。從兩個輸出信號CANH和CANL的差得出這兩個信號的延遲和切換響應，在下文中稱 為VDiff。延遲的確定是基於值VDiffJP Vthl，以使低於Vthl的值的範圍被視為靜寂時間 (dead time)或延遲。根據所示示例中的離散相位值，存在一個時隙的延遲，直至差值VDifT超過值Vthl為止，在此發生之前所經歷的時間是表示延遲的TtelR2D。直至達到值Vth2為止，隨 後是另一時間間隔(實際上是邊沿斜率的函數)，直至總共由此時間間隔和延遲實現表示 切換響應的時間間隔TSWR2D為止。延遲和切換響應的超時，即在已達到值Vth2時結束實際切換動作。在本示例中， 延遲在相位1範圍內，且切換響應在相位2範圍內。其中一個輸出電晶體3、4的選通電流， 例如，在相位1期間採取值IglK或Ighl)，隨後在相位2期間採取較低值Igl2(或Igh2)。 通過提供較大數目時隙，可以實現更好相位適應，換言之是較高的相位解析度。隨後對多個 狀態變化進行調整，並在分析中再次在後沿(從隱性到顯性的狀態變化)和前沿(從顯性 到隱性的狀態變化)之間進行區別。除調整對稱性和邊沿形狀之外，本過程還優化時間點和其優化的時間範圍，這是 因為發生誤差的原因許多，使適應失真。這就是為什麼例如僅在一定的時間點根據某個事 件是否發生來高速緩存或分 析用於優化邊沿形狀的誤差信號的原因，所述某個事件諸如像 在輸入信號中的至少一個上發生邊沿、幹擾信號、在不許可值範圍(過電壓/欠電壓)內發 生輸出信號、發生雙線導體上的信號的邊沿形狀不能只受總線驅動器的影響的任何總線狀 態、以及激活不期望優化的驅動器發生的信號。例如CAN總線中的此類幹擾可以是局部網絡操作、EMC幹擾、總線錯誤、電報末尾 的確認位或仲裁相位中的衝突。這就是為什麼要選擇優化時間點以允許優化適應的原因， 如可以通過排除一些相位以及將其它相位標識為在一定條件下可以為開始、中斷、終止和 /或防止對邊沿予以優化時特別有利而做的那樣。除此之外，在優化完成時，可以判定是否 將接受被確認為最佳的配置。如果接受，則在下一次機會時(如所定義的時間或溫度變化 等)，開始重新優化，得到新的配置，否則接管陳舊配置。相反，可以在達到迭代步驟的最大 數目、已發生溢出時或者當高速緩存矢量與新矢量之間的差過大時將配置扔棄或不開始優 化。除此之外，當其中已發生誤差時，諸如像當在總線上發生短路時或誤差信號脫離規定的 數值範圍時等等，可以中斷優化。現在參照圖9，舉例說明了示出如何在必要時通過接收處理框70、72、73和76的 數據按照處理框71的指示對優化對稱性和邊沿形狀的時間點本身進行優化的信號流程 圖。在此布置中，處理框73提供觸發信號(其可以例如被定期激活，或者當晶片溫度變化 過大時)，而其它處理框70、72和76提供數據，導致開始、停止或中斷優化，或者新矢量的 復位(意味著早先優化的結果被接管)時，例如，由於外部EMC輻射而變得如此失真以致於 接管優化結果沒有意義，例如特別是處理框70可以用信號通知總線錯誤(短路至GND、VS、 VCC...)。在這種情況下，共模信號如此失真以致於可以停止、中斷或阻止優化(導致其在 此類條件下不開始)。另外，處理框72可以提供有關協議的數據(或從OSI分層模型的甚至更高層級)， 由此可以得出激活驅動器的信號的發生的時間窗，其中不需要進行優化。例如，在CAN協議 電報結束時，可以發送確認位，或者在電報開始時尚未斷定仲裁相位，可能導致唯一的收發 機不能確定總線電壓，在這種情況下優化將引起錯誤的結果。另外，可以監測優化圖本身 (處理框76)。例如，如果優化未能會聚(由處理框77的信號ALG_state指示)或者如果 結果過多地偏離先前結果或者如果共模信號在優化期間未能保持在容許範圍內(例如EMC 情況)，可以決定不接受優化結果或中斷優化。
根據接收到的數據和信號，在條件許可時，處理框71啟動處理框77，其優化新矢 量的默認矢量並將因此更新的矢量轉送到處理框78，其結果是，依照更新的輸出信號CANH 和CANL來調整輸出級。可以通過由處理框71和76的相應中斷信號來中斷優化。處理框 76部分地從處理框77接收終止其活動的信號或改變其基本判定算法的信號ALG_state。通 過相應的新算法，在處理框76中進行優化是否充分的判定。如果優化完整，則激活處理框 75，如果不是這樣，則激活處理框74。雖然已詳細地描述了本發明及其優點，但應理解的是在不脫離隨附權利要求所定義的本發明的精神和範圍的情況下在本文中可以進行各種修改、替換、和變更。例如，本領 域的技術人員很容易理解在仍保持在本發明的範圍內時可以改變電壓和極性。此外，本申請的範圍並不意圖局限於本說明書中所公開的過程、機器、製造、物質 組成、裝置、方法以及步驟的具體實施例。本領域的普通技術人員將很容易根據本發明的公 開內容理解根據本發明可以利用目前已存在或以後要開發的執行與本文所述的相應實施 例基本上相同的功能或實現基本上相同的結果的過程、機器、設計、物質組成、裝置、方法或 步驟。因此，隨附權利要求意圖在其範圍內包括此類過程、機器、製造、物質組成、裝置、方法 或步驟。
權利要求
一種由雙態邏輯輸入信號生成兩個互補輸出電流的雙線導體的驅動電路，包括兩個輸出級，其中每個輸出級在輸出端處由所述輸入信號生成所述兩個輸出電流中的一個，且其中一個輸出電流在輸出電流的安培數方面可以進行調整，以及控制器，耦合到所述兩個輸出級，用於分析在所述兩個輸出級的輸出端出現的輸出電壓，在所述輸入信號狀態變化之後的至少兩個時隙中的每一個內生成由此導出的誤差信號，高速緩存所述誤差信號或從其得到的信號，並在所述輸入信號的最近狀態變化之後的任意時隙中根據所述高速緩存的誤差信號或根據從其得到的高速緩存的信號來調整一個輸出級的輸出電流。
2.如權利要求1所述的驅動電路，其中，所述誤差信號是兩個輸出電壓之和的一半與 基準電壓之間的差的函數。
3.如權利要求1或2所述的驅動電路，其中，所述誤差信號是兩個輸出電壓之間的差的 函數。
4.如權利要求1、2或3所述的驅動電路，其中，由所述控制器來進行一個輸出級的所述 輸出電流的調整，直至在所述輸入信號的多個狀態變化內實現對稱為止。
5.如前述權利要求中任何一項所述的驅動電路，其中，在所述輸入信號中，發生從一種 狀態到另一種狀態的第一變化和另一種狀態到該狀態的第二變化，且達到隨後的第一狀態 變化的第一狀態變化上和達到隨後的第二狀態變化的第二狀態變化上的誤差信號被高速 緩存並隨後被分析。
6.如前述權利要求中任何一項所述的驅動電路，其中，還可以通過相應的控制信號來 調整另一輸出級的輸出安培數。
7.如權利要求6所述的驅動電路，其中，響應於所述輸入信號的狀態變化，可通過一定 的邊沿曲線和所述兩個輸出信號的邊沿曲線來調整輸出信號變化。
8.如權利要求7所述的驅動電路，其中，調整所述邊沿曲線，以使所達到的信號延遲在 所述輸入信號方面保持在預定時間窗內。
9.如前述權利要求中任何一項所述的驅動電路，其中，每個輸出級包括具有負載路徑 和柵極的電晶體，每個電晶體的負載路徑電路連接在電源電壓源的端子與相應輸出級的信 號輸出端之間，以及所述電晶體在其柵極處受到控制，從而施加相應的輸出電流。
10.如前述權利要求中任何一項所述的驅動電路，其中，所述控制器被配置為使其以至 少部分時間和/或振幅離散來處理誤差信號。
11.如前述權利要求中任何一項所述的驅動電路，其中，僅在根據一定事件的發生或不 發生而做出反應的一定時隙中高速緩存或分析所述誤差信號。
12.如權利要求11所述的驅動電路，其中，此類事件是至少一個輸出信號的邊沿的發 生、幹擾的發生和不許可值範圍內誤差信號的發生。
13.一種用於在連接雙線導體的兩個輸出端由雙態邏輯輸入信號生成兩個互補輸出電 流的方法，包括步驟在每個輸出端由輸入信號生成輸出信號，其中一個輸出電流的安培數可由控制信號來 調整；分析在輸出端處實現的每個電壓；在輸入信號狀態變化之後的至少兩個時隙中的每一個內根據輸出電壓來生成誤差信號；將所述誤差信號或從其得到的信號高速緩存，以及在輸入信號的所達到的狀態變化之後的可選時隙中根據高速緩存的誤差信號或根據 據其的高速緩存的信號來調整輸出電流。
14.如權利要求13所述的方法，其中，所述誤差信號是兩個輸出電壓之和的一半與基 準電壓之間的差的函數。
15.如權利要求13或14所述的方法，其中，所述誤差信號是兩個輸出電壓之間的差的 函數。
16.如權利要求13、14或15中任何一項所述的方法，其中，由所述控制器來進行一個輸 出級的輸出電流的調整，直至在所述輸入信號的幾個狀態變化上實現對稱為止。
17.如權利要求13至16中任何一項所述的方法，其中，在所述輸入信號中，發生從一種 狀態到另一種狀態的第一變化和從另一種狀態到該狀態的第二變化，且達到隨後第一狀態 變化時在第一狀態變化上和達到隨後第二狀態變化時在第二狀態變化上的誤差信號被高 速緩存並隨後被分析。
18.如權利要求13至17中任何一項所述的方法，其中，通過相應控制信號也可以調整 另一輸出級的輸出安培數。
19.如權利要求18所述的方法，其中，響應於所述輸入信號的狀態變化，通過一定邊沿 曲線和兩個輸出信號的邊沿曲線可調整輸出信號變化。
20.如權利要求19所述的方法，其中，調整所述邊沿曲線，以使所達到的信號延遲在所 述輸入信號方面保持在預定值以下。
21.如權利要求13至20中任何一項所述的方法，其中，所述控制器被配置為使得其以 至少部分時間和/或振幅離散來處理誤差信號。
22.如權利要求13至21所述的方法，其中，根據至少一個某個事件的發生或不發生僅 在一定時隙中高速緩存和/或分析所述誤差信號。
23.如權利要求22所述的方法，其中，某個事件是所述輸出信號中的至少一個的邊沿 的發生、幹擾信號的發生和/或不許可值範圍內輸出信號的發生。
24.如權利要求22或23所述的方法，其中，某個事件是總線上這樣的狀態的發生，在該 狀態下所述雙線導體上信號的邊沿形狀不只受到相關輸出級的影響。
25.如權利要求22、23或24所述的方法，其中，某個事件是不期望優化的輸出級的激活 信號的發生。
全文摘要
本發明公開了一種用以雙線導體的驅動電路和生成兩個輸出電流的方法。一種用於在連接雙線導體的兩個輸出端處由雙態邏輯輸入信號生成兩個互補輸出電流的驅動電路和方法，包括以下動作在每個輸出端由輸入信號生成輸出信號，其中一個輸出電流的安培數可由控制信號來調整；分析在輸出端處實現的每個電壓；在輸入信號狀態變化之後的至少兩個時隙中的每個時隙內根據所述輸出電壓來生成誤差信號；將所述誤差信號或從其得到的信號高速緩存，以及在輸入信號的最終狀態變化之後的相應時隙中根據高速緩存的誤差信號或根據其的高速緩存的信號來調整輸出電流。
文檔編號G05F3/08GK101799698SQ201010113919
公開日2010年8月11日 申請日期2010年2月5日 優先權日2009年2月6日
發明者D·梅茨納, E·皮赫特 申請人:英飛凌科技股份有限公司