Gsm基站單載頻分集接收機的製作方法
2023-05-05 18:27:41
專利名稱：Gsm基站單載頻分集接收機的製作方法
技術領域：
本發明屬於GSM移動通信領域，是一種GSM基站收發信機中的接收機。
在現有的GSM基站單載頻分集接收機設計中，從射頻到中頻到基帶，一直以模擬信號處理作為有效的處理手段，包括混頻，濾波、AGC或高低增益支路等，ADC主要是對基帶I、Q信號進行模數轉換，然後再由信道解碼器進行數字域的處理。
為了保證接收機的動態範圍(GSM900為-15dBm～-104dBm共89dB動態，GSM1800為-23dBm～-104dBm共81dB動態)，通常的接收機設計一般採用兩種方案高低增益支路方案和AGC方案。
高低增益支路方案(見Page 67，BTS HardwareFunctions，AlcatelMobile Communication Deutschland GmbH Systemservice TrainingDivision，February 1st 1995 version 1．0)是通過在中頻和基帶單元採用高低增益支路的方法來擴大接收機的動態範圍。通過A／D交換後，在數字電路中存儲高低增益支路的I、Q信號，然後由基帶選擇滿足幅度要求的一路I、Q信號。
AGC方案(見1、Page 6，Transceiver Unit TRX，B6Z465119AE／1．0．0，NORKIA DynaText book 465267A2，1999-08-142、Page8-9，Chapter9，GSM-106-020，Motolola GSM customerDocumentation，September 1998，M-cell 6 Service Manual)採用實時的AGC控制來實現接收機的動態範圍。它通過AGC控制信號控制可變增益放大器(或可變衰減器)來實時調整接收單元的增益，使接收機輸出電平保持在要求的範圍。
以上兩種方案有一些固有的缺點1．接收機功能完全是由硬體實現的，各種參數都由硬體確定，若想改變一些系統參數如濾波器帶寬及特性等，必須重新設計電路。
2．由於高低增益支路方案需要結構上完全相同的兩個支路(高增益支路和低增益支路)，AGC方案需要AGC增益自動控制電路，而且兩種方案均需模擬I、Q正交解調電路，電路比較複雜，成本較高，可靠性降低。
3．中頻模擬信號I、Q正交解調不可避免地存在幅相不平衡性，並且兩個支路都會有直流誤差。
4．由於模擬元器件電氣參數的離散性，會造成產品之間質量的不一致，而且由於系統結構複雜，使調試量增加，可維護性較差。
本發明的目的是提供一種採用軟體無線電技術的GSM基站單載頻分集接收機，這種接收機的電路簡單，靈活性和可靠性高，消除了I、Q信號的幅度不平衡性和直流誤差。
本發明中的GSM基站單載頻分集接收機，包括模擬部分，接收預處理部分和信道解碼部分。
所述模擬部分包括主、分集兩條完全相同的支路，每條支路包括射頻部分和中頻部分；所述兩條支路的射頻部分除共用一個本振外，每一條支路的射頻部分還包括一根天線，一個寬帶濾波器，一個低噪聲放大器，一個混頻器；所述每條支路中的中頻部分包括兩個帶通濾波器，兩帶通濾波器之間有一中頻放大器。
所述預處理部分包括一個ADC，用來對中頻信號進行模數轉換；一個DDC，用來對數位訊號進行解調，對數字I、Q信號進行CIC抽取濾波、FIR抽取濾波及格式轉換；一個CKU，用來產生系統時鐘；一個CPU，用來完成用軟體對接收電路的上電初始化及對接收機參數進行配置或修改；一個EPLD，用來產生系統需要的時隙鍾及中斷信號，為系統提供必要的控制、尋址及定時信號。所述DDC包括一個複數NCO和一個數字正交混頻單元，用來把數位訊號分成正交的兩路I、Q信號一個CIC抽取濾波器，用來對I、Q信號進行CIC濾波及數據抽取；一個FIR抽取濾波器，用來對I、Q信號進行FIR濾波及數據抽取；一個輸出數據格式轉換單元(OutputFormat)，根據需要對I、Q信號進行串行或並行轉換。
下面結合附圖和實施例對本發明進行詳細描述。
圖1是高低增益支路方案的GSM基站單載頻分集接收機框圖。
圖2是AGC方案的GSM基站單載頻分集接收機框圖。
圖3是本發明的GSM基站單載頻分集接收機框圖。
圖4是本發明的GSM基站單載頻分集接收機中的DDC內部結構框圖。
已有GSM基站單載頻分集接收機技術中的典型方案之一是圖1所示的高低增益支路方案。在此方案中，信道解碼部分125之前有主分集兩條完全相同的支路，即主集支路和分集支路，兩條支路共用一個第一本振126。每一條支路可分為由天線100、帶通濾波器101、低噪聲放大器102和混頻器103組成的射頻部分；由帶通濾波器104、中頻放大器105和帶通濾波器106組成的中頻部分；由分路器107和高、低增益支路組成的接收預處理部分。高、低增益兩條支路完全相同，每條支路包括一個本振112，二個混頻器108／117、113／121，兩個低通濾波器109／118、114／122，兩個放大器110／119、115／123，兩個模數轉換器111／120、116／124。在本方案中，通過在中頻和基帶部分採用高低增益支路的方法來擴大接收機自身的動態範圍。其工作流程為來自天線的射頻信號經過射頻濾波和放大後，混頻到中頻，再經過中頻濾波和放大，分成高低增益兩路信號，進行I、Q正交解調，解調後的模擬信號由ADC在基帶上進行量化，量化後的數位訊號由信道解碼器選擇滿足幅度要求的一路I、Q進行解碼，這樣接收機的動態為ADC的動態與高低增益支路的增益差之和。如果每個ADC可實現的動態範圍為48dB，高低增益支路的增益差為42dB，當射頻輸入為強信號時，信道解碼器選擇低路信號進行解碼，當射頻輸入為弱信號時，信道解碼器選擇高路信號進行解碼，則接收機的整個動態擴展為48+42=90dB，從而滿足系統動態要求。高低增益支路方案的缺點是電路比較複雜，成本較高，可靠性降低。
另一個典型的方案是圖2所示的AGC方案。AGC方案的電路也是在信道解碼部分之前有主分集兩條完全相同的支路，兩條支路共用一個第一本振218。每條支路可分為由天線201，低噪聲放大器202，混頻器204組成的射頻部分；由兩個帶通濾波器205、可變增益放大器206、帶通濾波器207、RSSI檢測電路219、和AGC控制器220組成的中頻部分；預處理部分包括一個本振212，兩個混頻器208、213，兩個低通濾波器209、214，兩個放大器210、215，兩個模數轉換器211、216。本方案採用實時的AGC控制來實現接收機的動態範圍，其工作流程為來自天線的射頻信號經過射頻濾波和放大後，混頻到中頻，再經過中頻濾波和放大，其中頻增益由AGC電路控制。中頻信號經過I、Q正交解調，解調後的模擬信號由ADC在基帶上進行量化，量化後的數位訊號由信道解碼器進行解碼。AGC控制信號控制可變衰減器(或可變增益放大器)來實時調整接收單元的總增益，使接收機輸出電平保持在要求的範圍。AGC控制信號一般是通過在接收機的中頻電路中耦合部分信號進入快速RSSI檢測電路來產生來其產生，RSSI檢測電路的輸出信號VRSSI能夠反映接收機輸入信號的強度。控制過程如下1、在基帶ADC輸入端(用於對接收信號進行ADC量化)確定一適當的接收信號電平範圍，即有效接收窗口，並確定其對應的輸入信號強度。
2、接收機對快速RSSI檢測電路輸出的信號強度指示信號VRSSI進行ADC量化，然後通過計算或查表的方法確定接收機中的可變衰減器的控制參數，並用此參數控制接收機的增益，使得接收信號的輸出電平落在有效接收窗口之內。
AGC方案的缺點是從快速RSSI檢測電路提取場強指示信號到A／D轉換接收機處理完成產生增益控制信號的速度要足夠快。
高低增益支路方案和AGC方案一些共同的缺點如前所述。
圖3所示是本發明的GSM基站單載頻分集接收機框圖。本發明的GSM基站單載頻分集接收機包括模擬部分，接收預處理部分和信道解碼部分。所述模擬部分包括主、分集兩條完全相同的支路。每條支路包括射頻部分和中頻部分。兩條支路的射頻部分共用一個本振307。每一條支路的射頻部分包括天線300／300』，寬帶濾波器301／301』，低噪聲放大器302／302』，混頻器303／303』；每條支路中的中頻部分包括兩個帶通濾波器304／304』、306／306』，兩帶通濾波器之間有一中頻放大器305／305』。所述預處理部分包括ADC311，用來對中頻信號進行模數轉換；DDC 312，用來對數位訊號進行解調，對數字I、Q信號進行CIC抽取濾波、FIR抽取濾波及格式轉換；CKU 308，用來產生系統時鐘；CPU 309，用來完成用軟體對接收電路的上電初始化及對接收機參數進行配置或修改；EPLD310，用來產生系統需要的時隙鍾(GSM中一幀包括8個時隙，數據處理、傳送是以時隙為單位進行的)及中斷信號，為系統提供必要的控制、尋址及定時信號。
其中DDC 312的內部詳細結構如圖4，它包括複數NCO 401和，用來把數位訊號分成正交的兩路I、Q信號；CIC抽取濾波器404接收來自數字正交混頻單元402、403輸出的正交的兩路I、Q信號，並對I、Q信號進行CIC濾波及數據抽取；FIR抽取濾波器405接收CIC抽取濾波器404的輸出信號，對I、Q信號進行FIR濾波及數據抽取；其後是輸出數據格式轉換單元(Output Format)406，根據需要對I、Q信號進行串行或並行轉換。
本發明中帶通濾波器304／304』、306／306』都採用的聲表濾波器，即採用雙聲表濾波器，聲表濾波器的中心頻率選擇為190MHz。中頻放大器305／305』可以選用限幅放大器，也可選用可變增益放大器。ADC311工作在雙通道，對主分集兩個支路信號進行採樣的採樣頻率為13MHz，即每個通道的採樣頻率為6．5MHz；DDC 312的工作時鐘是13MHz的整數倍，但不超過DDC的最高工作頻率，一般可選2-5倍，在一個具體的實施例中，選取DDC 312的工作時鐘為26MHz。
本發明中，複數NCO的頻率、DDC 312的數據抽取率大小、工作時鐘，FIR抽取濾波器405的濾波帶寬、帶內起伏、通帶及阻滯特性等參數，都由CPU309配置。
參看圖3，天線300／300』接收的信號通過寬帶濾波器301／301』濾波和低噪聲放大器302／302』放大後，通過混頻器303／303』一次混頻到中頻70-250MHz，本發明採用190MHz，經過雙聲表濾波器304／304』、306／306』中頻濾波和中頻放大器305／305』放大後直接由ADC311進行中頻採樣。與已有技術方案相比較，本發明將數位化從基帶前移到中頻，省去模擬I、Q正交解調電路，並由一片ADC對中頻信號進行採樣代替已有技術中的多片ADC對基帶I、Q信號進行採樣。ADC311將模擬中頻信號變換到數字中頻，並以-fsamp／2～+fsamp／2(fsamp為ADC單通道採樣頻率)歸一化帶寬。對於190MHz的模擬GMSK調製信號，配置ADC在雙通道的工作採樣時鐘為13MHz(則單通道採樣時鐘為6．5MHZ)，採樣後的數字中頻頻率為190-6．5×29=1．5(MHz)中頻採樣ADC將-∞～+∞整個頻譜信號都歸一化到-fsamp／2～+fsamp／2，即(-3．25M～+3．25M)。因這樣會產生一些混疊，所以我們必須在ADC量化前將所有所需信號的鏡象頻率成分濾除乾淨。這種防混疊濾波的功能主要由兩個中頻帶通濾波器304／304』、306／306』完成，為了取得好的濾波效果，一般我們選取聲表濾波器。
ADC311除了對中頻信號完成量化功能之外，還將對系統提供一個處理增益，這將提高系統的動態性能。由於GMSK信號帶寬為200KHz，根據Nyquist採樣定理，ADC311的採樣頻率只需為2倍信號帶寬，即400KHz。實際中ADC311在每個通道工作的採樣速率為6．5MHz，這種過採樣ADC311能提供的處理增益為Pocess_Gain=10Log(6．5MHz／200KHz)=15dBADC311採樣後的數據由DDC 312電路完成混頻、解調、抽取及濾波功能，最後輸出數字基帶I、Q信號給信道解碼器進行解碼。
DDC 312電路是本發明的關鍵部分，下面根據圖4描述DDC 312的工作原理。1．對中頻採樣數據進行頻譜搬移，完成數字解調輸入到DDC 312的數字中頻信號通過複數NCO 401和數字正交混頻單元402、403搬移到基帶。數字中頻信號與複數NCO 401的正交本振輸出信號相乘即可得到數字I、Q信號。通過軟體對複數NCO 401的數值進行不同的設置可以將不同頻率的中頻信號搬移到基帶。複數NCO 401的頻率數值(32位的複數NCO)可以用下式計算NCO_FREQ=232*mod(fch／fsamp)其中mod表示取餘運算，fch為中頻模擬信號頻率，fsamp為ADC的採樣頻率。在本發明中，中頻模擬信號頻率fch為190MHz，ADC的採樣頻率fsamp為6．5MHz。2．對數字I、Q信號進行CIC抽取濾波通過複數NCO 401和數字正交混頻單元402、403得到的I、Q信號，進入CIC抽取濾波器404進行CIC濾波及數據抽取。這一部分主要完成在降低數據通過率的同時又起到防混疊的作用。由於DDC輸出的信號速率是一定的，加入CIC後FIR的輸入速率降低，這樣信號通過FIR後的抽取率就可降低，FIR的通帶和過渡帶都可以作得寬一些，這樣在FIR級數一定的情況下帶外抑制就可以加大。3．對數字I、Q信號進行FIR抽取濾波由CIC抽取濾波器404的信號在FIR抽取濾波器405完成基帶濾波。FIR濾波器具有模擬濾波器無法替代的功能，它是線性相位濾波器，其階數，濾波帶寬，帶內起伏，通帶及阻帶特性等都可以通過軟體實現。濾波後的數據再經過抽取最後得到270．833K／S的碼率。4．將數據根據需要進行格式轉換，選擇並行或串行輸出對應於不同的後級電路(對輸入數據格式要求不同的DSP)，輸出數據格式轉換單元(Output Format)406可對I、Q數據進行串行或並行轉換，最終輸出滿足需要的270．833KHz基帶I、Q信號。
在本發明GSM基站單載頻分集接收機用於GSM900／GSM1800系統的實施例中，其靜態靈敏度均達到了-111dBm，故GSM1800接收機為-23dBm～-111dBm共88dB動態；GSM900接收機為-15dBm～-111dBm共96dB動態，均高於規範要求。
本發明的GSM基站單載頻分集接收機具有如下的優點1．利用軟體無線電技術，用軟體對系統的參數和功能進行配製、修改，如複數NCO頻率、數據抽取率大小等均可由軟體設置。用數字濾波器取代模擬濾波器，其濾波器帶寬，帶內起伏，通帶及阻帶特性等都可以通過軟體實現，大大增強了系統的靈活性。
2．在中頻直接進行模數轉換，省掉了模擬I、Q正交解調電路，可以提高系統動態，並由一片ADC對中頻信號採樣來代替以往多片ADC對基帶I、Q信號的採樣，提高了系統的可靠性，並使系統成本得到顯著降低。
3．對中頻採樣數據在數字域進行I、Q解調，能改善I、Q信號的幅度不平衡性、相位正交性及消除直流誤差。
4．由於軟體無線電接收機將數位化從基帶前移到中頻，相對於模擬電路，調試工作量大大降低，產品之間的質量一致性和可維護性得到顯著提高。
本發明中的軟體無線電方案，只要改變一本振即可應用於GSM900或GSM1800兩種頻段。
權利要求
1.一種GSM基站單載頻分集接收機，包括模擬部分，接收預處理部分和信道解碼部分(313)；所述模擬部分包括主、分集兩條完全相同的支路，每條支路包括射頻部分和中頻部分；所述兩條支路的射頻部分除共用一個本振(307)外，每一條支路的射頻部分還包括一根天線(300／300』)，一個寬帶濾波器(301／301』)，一個低噪聲放大器(302／302』)，一個混頻器(303／303』)；所述每條支路中的中頻部分包括兩個帶通濾波器(304／304』，306／306』)，兩帶通濾波器(304／304』，306／306』)之間有一中頻放大器(305／305』)；其特徵在於，所述預處理部分包括ADC(311)，用來對中頻信號進行模數轉換；DDC(312)，用來對數位訊號進行解調，對數字I、Q信號進行CIC抽取濾波、FIR抽取濾波及格式轉換；CKU(308)，用來產生系統時鐘；CPU(309)，用來完成用軟體對接收電路的上電初始化及對接收機參數進行配置或修改；EPLD(311)，用來產生系統需要的時隙鍾及中斷信號，為系統提供必要的控制、尋址及定時信號。
2.權利要求1所述的GSM基站單載頻接收機，其特徵在於所述DDC(312)包括複數NCO(401)和數字正交混頻單元(402，403)，用來把數位訊號分成正交的兩路信號I、Q；CIC抽取濾波器(404)，接收來自數字正交混頻單元(402，403)輸出的正交的兩路信號I、Q，並對I、Q信號進行CIC濾波及數據抽取；FIR抽取濾波器(405)位於CIC抽取濾波器(404)之後，用來對I、Q信號進行FIR濾波及數據抽取；在FIR抽取濾波器(405)之後是輸出數據格式轉換單元(OutputFormat)(406)，根據需要對I、Q信號進行串行或並行轉換。
3.權利要求2所述的GSM基站單載頻接收機，其特徵在於所述ADC(311)工作在雙通道，對主分集兩個支路信號進行採樣的採樣頻率為13MHz，即每個通道的採樣頻率為6．5MHz；所述中頻部分帶通濾波器(304／304』，306／306』)的中心頻率為190 MHz；所述DDC(312)的工作時鐘是13M的整數倍，但不超過DDC最高工作頻率。
4.權利要求2所述的GSM基站單載頻接收機，其特徵在於所述中頻單元中的二個帶通濾波器(304／304』，306／306』)都是聲表濾波器，用來選出所需要的一個GSM載頻；所述中頻放大器(305／305』)是一個限幅放大器或可變增益放大器。
5.權利要求1-4任一權利要求所述的GSM基站單載頻接收機，其特徵在於所述DDC(312)的數據抽取率大小，FIR抽取濾波器(405)的帶寬、帶內起伏、通帶及阻滯特性等參數都是通過CPU(309)軟體設置；DDC(312)的工作時鐘是由CPU(309)配置的。
全文摘要
一種GSM基站單載頻分集接收機,包括由射頻部分和中頻部分,接收預處理部分和信道解碼部分;預處理部分包括:ADC,DDC,CKU,CPU,EPLD。其中DDC包括:複數NCO和數字正交混頻單元,CIC抽取濾波器,FIR抽取濾波器,輸出數據格式轉換單元。本發明採用軟體對系統的參數和功能進行配製、修改;用數字濾波器取代模擬濾波器;在中頻直接進行模數轉換,省掉了模擬I、Q正交解調電路;對中頻採樣數據在數字域進行I、Q解調。
文檔編號H04L25/03GK1283056SQ9911704
公開日2001年2月7日 申請日期1999年8月21日 優先權日1999年8月21日
發明者陳尚文, 朱曉冬, 史天任, 葉四清, 朱小紅 申請人:深圳市中興通訊股份有限公司