逆變器電路的製作方法
2023-04-27 02:56:31 2
逆變器電路的製作方法
【專利摘要】提供的是一種使得可減少啟動時在半導體元件內發生的損耗的逆變器電路。逆變器電路4由串聯連接的開關元件Q1和開關元件Q2形成，並連接至由直流電源Psp和直流電源Psn串聯連接形成的直流電源串聯電路30的兩端，且該逆變器電路4包括連接至開關元件Q1和開關元件Q2的連接點的交流輸出端子U、連接至直流電源Psp和直流電源Psn的連接點的交流輸出端子V、一端連接至交流輸出端子U且另一端連接至交流電源1的端子R的雙向開關元件S1、以及一端連接至交流輸出端子U且另一端連接至交流電源1的端子S的雙向開關元件S2，該逆變器電路4使得雙向開關元件S1和S3在啟動時導通和截止。
【專利說明】逆變器電路
【技術領域】
[0001]本發明涉及逆變器電路，其中使用從交流電源的電壓和直流電源的電壓獲得的四個電壓電平產生預定交流電壓。更具體地，本發明涉及當逆變器電路啟動時生成輸出電壓的操作。
【背景技術】
[0002]圖18是用於示出在專利文獻I中公開的逆變器電路的示圖。該逆變器電路使用交流電源的電壓和通過臨時將交流電源的電壓轉換為直流電壓獲得的直流電源電壓來生成預定交流電壓。
[0003]在該示圖中，I是單相交流電源、2是電容器、3是轉換器電路、4是逆變器電路、5是濾波器電路、且6是負載。
[0004]單相交流電源I具有端子R和端子S，其中交流電壓是端子R和端子S之間的輸出。電容器2被連接在單相交流電源I的端子R和端子S之間。
[0005]轉換器電路3具有電容器Cp和Cn的串聯電路、開關元件Qp和Qn的串聯電路、和電抗器L作為主要組件。電容器Cp和Cn的串聯電路連接在轉換器電路3的正側直流端子P和負側直流端子N之間。還有，電容器Cp和Cn的串聯連接點連接至轉換器電路3的中性端子0，且連接至單相交流電源I的端子S。開關元件Qp和Qn的串聯電路並聯連接至電容器Cp和Cn的串聯電路。電抗器L連接在單相交流電源I的端子R與開關元件Qp和Qn的串聯連接點之間。
[0006]逆變器電路4具有開關元件Ql和Q2的串聯電路以及雙向開關元件SI作為主要組件。開關元件Ql和Q2的串聯電路連接在轉換器電路3的端子P和端子N之間。開關元件Ql和Q2的串聯連接點連接在逆變器電路4的交流電流輸出端子U。逆變器電路4的交流輸出端子V連接至轉換器電路3的中性端子O。雙向開關元件SI連接在逆變器電路4的交流輸出端子U和單相交流電源I的端子R之間。
[0007]逆變器電路4的交流輸出端子U和V連接至濾波器電路5。濾波器電路5是其中電抗器Lfl和電容器Cfl串聯連接的電路。負載6連接至電容器Cfl的兩端。
[0008]上述配置使得轉換器電路3引起開關元件Qp和Qn交替地導通和截止，藉此將電容器Cp和Cn充電至預定電壓。對電容器Cp和Cn充電的電壓值高於單相交流電源I的電壓的幅值。
[0009]逆變器電路4使得執行藉此開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI中的任兩個元件導通和截止的操作，藉此在交流輸出端子U和V之間輸出具有預定基波成分的交流電壓。
[0010]在濾波器電路5中消除高頻成分之後，在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓被施加至負載6。
[0011 ] 進一步地，當輸出比單相交流電源I的電壓更高的電壓時，逆變器電路4在單相交流電源I的電壓是正半周期時使得開關元件Ql和雙向開關元件SI交替地被導通和截止。此時，開關元件S2處於截止狀態。同時，當單相交流電源I的電壓是負半周期時，逆變器電路4使得開關元件Q2和雙向開關元件SI被交替地導通和截止。此時，開關元件Ql處於截止狀態。
[0012]當輸出比單相交流電源I的電壓更低的電壓時，逆變器電路4在單相交流電源I的電壓是正半周期時使得開關元件Q2和雙向開關元件SI交替地被導通和截止。此時，開關元件Ql處於截止狀態。同時，當單相交流電源I的電壓是負半周期時，逆變器電路4使得開關元件Ql和雙向開關元件SI被交替地導通和截止。此時，開關元件Q2處於截止狀態。
[0013]引用列表
[0014]專利文獻
[0015]專利文獻I JP-A-1O-O7558I
【發明內容】
[0016]技術問題
[0017]圖19中所示的逆變器電路4在輸出比單相交流電源I的電壓更高的電壓時使得:和電容器Cp或電容器Cn的電壓與單相交流電源I的電壓之間的差值相等的電壓被施加至開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI。然而，當輸出比單相交流電源I的電壓更低的電壓時，作為單相交流電源I的電壓加上電容器Cp或電容器Cn的電壓所得的電壓被施加至開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI。
[0018]具體地，逆變器電路4執行軟啟動操作，藉此啟動時輸出電壓從零上升至單相交流電源I的電壓。此時，逆變器電路4輸出比單相交流電源I的電壓更低的電壓。當啟動時單相交流電源I的電壓是正半周期時，作為單相交流電源I的電壓加上電容器Cp的電壓所得的電壓被施加至開關元件Q2以及雙向開關元件SI。同樣，當單相交流電源I的電壓是負半周期時，作為單相交流電源I的電壓加上電容器Cn的電壓所得的電壓被施加至開關元件Ql以及雙向開關元件SI。
[0019]S卩，當逆變器電路4啟動時，比單相交流電壓I更高的電壓被施加至開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI。由此，存在的問題在於，由於開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI的導通和截止操作在逆變器電路4中引起較大的開關損失。
[0020]還有，圖18中所示的逆變器電路4在輸出比單相交流電源I的電壓更高的電壓時使得:在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓的變化量等於電容器Cp或電容器Cn的電壓與單相交流電源I的電壓之差。同時，當輸出比單相交流電源I的電壓更低的電壓時，交流輸出端子U和V之間輸出的電壓的變化量等於作為單相交流電源I的電壓加上電容器Cp或電容器Cn的電壓所得的電壓。
[0021]因此，存在的問題在於，為了減少當逆變器電路4啟動時流過濾波器電路5的紋波電流，必需減少電抗器Lfl的大小。
[0022]構想本發明是為了解決現有技術遇到的上述種類的問題。即，本發明的目的在於提供可減少啟動時的開關損失的逆變器電路。此外，本發明的目的在於提供可減少啟動時流過負載或濾波器電路的紋波電流的逆變器電路。
[0023]問題的解決方案
[0024]用於實現上述目的的本發明的第一方面是一種逆變器電路，其表徵為，具有第一直流電源和第二直流電源的串聯連接點作為中性端子，且具有四個電壓電平作為輸入，這四個電壓電平是以中性端子的電位作為基準的零電壓、第一直流電源的正電壓、第二直流電源的負電壓、和其一端連接至中性端子的單相交流電源的電壓，其中在第一交流輸出端子和連接至中性端子的第二交流輸出端子之間輸出預定交流電壓。進一步地，該逆變器表徵為包括穩態模式，其中，在向負載提供預定電壓的穩態操作過程中，在與交流輸出電壓的周期同步和異步的控制時期中的各控制時期，選自四個電壓電平的第一和第二電壓以互補方式輸出至第一交流輸出端子。進一步地，該逆變器表徵為包括啟動模式，其中，在將交流輸出電壓從零提高到預定電壓的啟動過程中，將四個電壓電平中的交流電源的電壓作為第一電壓且將零電壓作為第二電壓，在每一個控制時期以互補方式向第一交流輸出端子輸出第一和第二電壓。
[0025]本發明的第二方面是如第一方面所述的逆變器電路，其表徵為，該啟動模式中在第一交流輸出端子和第二交流輸出端子之間輸出的交流電壓是與交流電源的電壓同步的電壓，且基於指示將所述交流輸出電壓隨著時間的推移從零提高到預定電壓的交流電壓命令輸出。
[0026]本發明的第三方面是如第二方面所述的逆變器電路，其表徵為，啟動模式中每一個控制時期的輸出該交流電源的電壓的時間是與該交流電壓命令相對於該交流電源的電壓的比值相對應的時間。
[0027]本發明的第四方面是如第三方面所述的逆變器電路，其表徵為，在該啟動模式的每一個控制時期向第一交流輸出端子輸出的電壓的平均值等於交流電壓命令的平均值。
[0028]本發明的第五方面是如第一到第四方面中的任一方面所述的逆變器電路，其表徵為，包括開關元件串聯電路，該開關元件串聯電路通過將連接至第一直流電源的正側端子的正側開關元件和連接至第二直流電源的負側端子的負側開關元件串聯連接而形成，該開關元件串聯電路的串聯連接點連接至第一交流輸出端子、連接在第一交流輸出端子和交流電源的第一端子之間的第一雙向開關元件、以及連接在第一交流輸出端子和中性端子之間的第二雙向開關元件。進一步地，該逆變器電路表徵為，在啟動模式的每一個控制時期中，以互補方式導通和截止第一和第二雙向開關元件，藉此在第一交流輸出端子和第二交流輸出端子之間輸出交流電壓。
[0029]本發明的第六方面是如第五方面所述的逆變器電路，其表徵為，在啟動模式中，在交流電源的電壓和交流輸出電壓的基波成分之間的偏差落在預定範圍內之後，逆變器電路的操作從啟動模式變化至穩態模式。
[0030]本發明的第七方面是一種三相逆變器電路，其表徵為，包括兩個如第六方面所述的逆變器電路，其中三相交流電源和三相負載使用這兩個逆變器電路連接成Λ形。
[0031]本發明的第八方面是一種三相逆變器電路，其表徵為，包括三個如第六方面所述的逆變器電路，其中三相交流電源和三相負載使用這三個逆變器電路連接成Y形。
[0032]本發明的有益效果
[0033]應用了本發明的逆變器電路使得可輸出選自四個電壓電平的一個電壓電平，這四個電壓電平是將中性端子的電位作為基準的零電壓、第一直流電源的正電壓、第二直流電源的負電壓、和交流電源的電壓。進一步地，該逆變器電路執行所謂軟啟動操作，藉此第一和第二雙向開關元件以互補方式導通和截止，且在啟動時在每一個控制時期，逐漸增加第一雙向開關元件處於導通狀態的時間。
[0034]由於此操作，啟動時施加至第一和第二雙向開關元件的電壓是交流電源的電壓。因此，應用了本發明的逆變器電路使得可減少啟動時在開關元件和雙向開關元件內發生的導通損失和截止損失。
[0035]此外，啟動時在每一個控制時期在第一和第二交流輸出端子之間輸出的電壓的變化量等於交流電源電壓的值。因此，應用了本發明的逆變器電路使得可減少啟動時流過負載或濾波器電路的紋波電流。
[0036]附圖簡要說明
[0037]圖1是用於示出本發明的第一實施例的示圖。
[0038]圖2是用於示出雙向開關元件的實施例的示圖。
[0039]圖3是用於示出控制電路的操作的框圖。
[0040]圖4是用於示出範圍確定、以及脈寬命令α和元件選擇之間的關係的示圖。
[0041]圖5是用於示出範圍I中的交流輸出電壓的示圖。
[0042]圖6是用於示出範圍2中的交流輸出電壓的示圖。
[0043]圖7是用於示出範圍3中的交流輸出電壓的示圖。
[0044]圖8是用於示出範圍4中的交流輸出電壓的示圖。
[0045]圖9是用於示出範圍5中的交流輸出電壓的示圖。
[0046]圖10是用於示出範圍6中的交流輸出電壓的示圖。
[0047]圖11是用於示出範圍確定、以及脈寬命令α和元件選擇之間的另一關係的示圖。
[0048]圖12是用於示出範圍7中的交流輸出電壓的示圖。
[0049]圖13是用於示出啟動模式操作的示圖。
[0050]圖14是用於示出本發明的第二實施例的示圖。
[0051]圖15是用於示出本發明的第三實施例的示圖。
[0052]圖16是用於示出本發明的第四實施例的示圖。
[0053]圖17是用於示出本發明的第五實施例的示圖。
[0054]圖18是用於示出根據已知技術的逆變器電路的示圖。
【具體實施方式】
[0055]下文中，通過使用圖1到圖17，將給出應用了根據本發明的逆變器電路的實施例的詳細描述。
[0056]圖1是用於示出本發明的第一實施例的示圖。根據本實施例的逆變器電路使用單相交流電源的電壓和其中兩個直流電源串聯連接的直流電源串聯電路的電壓輸出單相交流電壓。
[0057]在該示圖中，I是單相交流電源、2是電容器、30是直流電源串聯電路、40是逆變器電路、5是濾波器電路、6是負載，且200是控制電路。將按需省略對於與圖18中所示的組件具有相同附圖標記的組件的描述。
[0058]單相交流電源I具有端子R和端子S，其中交流電壓在端子R和端子S之間輸出。電容器2被連接在單相交流電源I的端子R和端子S之間。
[0059]直流電源串聯電路30是由直流電源Psp和直流電源Psn串聯連接形成的直流電源電路。直流電源Psp是正側直流電源。直流電源Psn是負側直流電源。直流電源Psp的一端連接至輸出帶正極性的電壓(正電壓)的正側端子P。直流電源Psn的一端連接至輸出帶負極性的電壓(負電壓)的負側端子N。直流電源Psp和直流電源Psn的串聯連接點連接至輸出零電壓的中性端子O。中性端子O連接至單相交流電源I的端子S。
[0060]逆變器電路40具有開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2作為主組件。
[0061]開關元件Ql和Q2串聯連接，構成開關元件串聯電路。開關元件串聯電路連接在直流電源串聯電路30的正側端子P和負側端子N之間。開關元件Ql和Q2的串聯連接點連接至交流輸出端子U (第一交流輸出端子)，用於從逆變器電路40輸出交流電壓。進一步地，直流電源串聯電路30的中性端子O連接至交流輸出端子V (第二交流輸出端子)用於從逆變器電路40輸出交流電壓。
[0062]雙向開關元件SI (第一雙向開關元件)連接在交流輸出端子U和端子R之間。雙向開關元件S2 (第二雙向開關元件)連接在交流輸出端子U和中性端子O之間。
[0063]濾波器電路5是其中電抗器Lfl和電容器Cfl串聯連接的電路。濾波器電路5連接在交流輸出端子U和交流輸出端子V之間(下文稱為在交流輸出端子U和V之間)。負載6連接至電容器Cfl的兩端。濾波器電路5從在逆變器電路40的交流輸出端子U和V之間輸出的交流電壓Vu中消除諧波成分。
[0064]此處，開關元件Ql和Q2由其二極體反並聯連接的IGBT (絕緣柵雙極電晶體)構成。開關元件Ql和Q2可由替代IGBT的其他半導體元件構成，只要在充分高於商用頻率的頻率處可進行導通和截止操作。
[0065]此外，在圖2(a)到圖2(d)中示出了雙向開關元件SI和S2的配置示例。圖2 (a)中示出的雙向開關元件由反並聯連接的兩個反向阻斷IGBT (絕緣柵雙極電晶體)配置而成。圖2(b)中所示的雙向開關元件由反並聯連接的一對電路配置而成，在這些電路中不具有反向阻斷擊穿電壓的IGBT和二極體串聯連接。圖2 (c)中所示的雙向開關元件由反串聯連接的一對開關元件配置而成，在開關元件中不具有反向阻斷擊穿電壓的IGBT和二極體反並聯連接。圖2(d)中所示的雙向開關元件具有如下配置:其中在圖2(c)中所示的雙向開關元件中，IGBT被MOSFET (金屬氧化物半導體場效應電晶體)所替代。
[0066]上述開關元件配置和雙向開關元件配置也應用於下文描述中的開關元件配置和雙向開關元件配置。
[0067]逆變器電路40操作從而選擇並導通開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2中的任一個元件，並且截止其餘三個元件。通過此動作，逆變器電路40可輸出選自四個電壓電平中的一個電壓電平，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及單相交流電源I的電壓Vr。
[0068]具體地，當開關元件Ql導通時，直流電源Psp的正電壓Vp被輸出至交流輸出端子U。當開關元件Q2導通時，直流電源Psn的負電壓Vn被輸出至交流輸出端子U。當雙向開關元件SI導通時，單相交流電源I的R端子的電壓Vr被輸出至交流輸出端子U。當雙向開關元件S2導通時，零電壓被輸出至交流輸出端子U。即，通過選擇並導通開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2中的任一個元件，逆變器電路40可向交流輸出端子U輸出四個電壓電平中的任一個電壓電平，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及單相交流電源I的電壓Vr。[0069]控制電路200將交流電壓命令Vu* (將在下文描述)的周期分為多個控制時期。控制電路200將這些控制時期認為是控制周期T。在每一個控制周期中，控制電路200生成用於導通和截止開關元件Ql和Q2的控制信號Gl和G2、以及用於導通和截止雙向開關元件SI和S2的控制信號Gsl和Gs2。
[0070]此處，優選的是，根據控制周期而固定的控制頻率是相對於交流電壓命令Vu*的頻率而言充分高的頻率。例如，當交流電壓命令Vu*的頻率為商用頻率時，優選的是控制頻率為IkHz或更高。此外，沒有必要使得控制周期總是與交流電壓命令Vu*的周期同步，該控制周期可以是異步的。
[0071]圖3是用於示出使得控制電路200生成控制信號Gl、G2、Gsl、和Gs2的操作的框圖。
[0072]單相交流電源I的電壓Vr、直流電源Psp的正電壓Vp、和直流電源Psn的負電壓Vn被輸入至控制電路200。單相交流電源I的電壓Vr由電壓檢測器301檢測。直流電源Psp的正電壓Vp由電壓檢測器401檢測。直流電源Psn的正電壓Vn由電壓檢測器402檢測。使用從這三個電壓和電壓Vr中生成的交流電壓命令Vu*，控制電路200產生開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2的控制信號。
[0073]為此，控制電路200包括交流電壓命令生成器電路201、電壓確定電路202、脈寬命令選擇器電路203、比較器204、脈衝分配電路205、載波信號生成器電路206、邏輯反相器207、和操作模式確定電路208。然後，控制電路200如下生成控制信號Gl和G2以及控制信號 Gsl 和 Gs2。
[0074]首先，操作模式確定電路208確定操作逆變器電路40的模式、並生成操作模式信號M。逆變器電路40具有兩個操作模式:啟動模式、和穩態模式。啟動模式是根據交流電壓命令Vu*，使得逆變器電路 40將輸出電壓從零提高至預定值的操作模式。穩態模式是在輸出電壓被提高至預定值之後，使 得逆變器電路40根據交流電壓命令Vu*將輸出電壓維持在預定值的操作模式。
[0075]為了闡明控制電路200的整體配置及其操作，首先，將給出當逆變器電路40在穩態模式中操作時的描述。
[0076]操作模式信號M和電壓Vr被輸入至交流電壓命令生成器電路201。當操作模式信號M命令穩態模式時，交流電壓命令生成器電路201基於電壓Vr生成交流電壓命令Vu*。交流電壓命令Vu*例如是與單相交流電源I的電壓Vr同步的交流電壓命令，且幅值與單相交流電源I的額定電壓的幅值相同。
[0077]交流電壓命令Vu*還可能是與單相交流電源I的電壓Vr異步的交流電壓命令。此外，交流電壓命令Vu*還可能是幅值與單相交流電源I的額定電壓的幅值不同的交流電壓命令，即，根據負載6的輸入電壓規格等固定的交流電壓命令。
[0078]操作模式信號M、電壓Vr、和交流電壓命令Vu*被輸入至電壓確定電路202。當操作模式信號M命令穩定模式時，通過使用電壓Vr和交流電壓命令Vu*，電壓確定電路202輸出交流控制時期所屬的範圍信號S。範圍信號δ被分為範圍I到6。
[0079]圖4是用於示出由控制電路200執行的範圍確定、以及脈寬命令α和元件選擇之間的關係的示圖。
[0080]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*≤O且VKO時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍I。
[0081]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*≥0，Vr≥O、且Vr〈Vu*時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍2。
[0082]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*≥0，Vr≥O、且Vr≥Vu*時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍3。
[0083]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*〈0，Vr〈0、且Vr ≤ Vu*，電壓確定電路202確定控制時期是範圍4。
[0084]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*〈0，Vr〈0、且Vr>Vu*時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍5。
[0085]當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*〈0且Vr≥O時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍6。
[0086]在每一個範圍內，四個元件(開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2)中的一個元件被選為H-臂元件。進一步地，四個元件中的另一個元件被選為L-臂元件。既沒有被選為H-臂元件也沒有被選為L-臂元件的元件成為截止狀態臂元件。
[0087]H-臂元件是通過導通可向交流輸出端子U輸出四個電壓電平中的一電壓(第一電壓)的元件，該電壓的絕對值高於或等於交流電壓命令Vu*的絕對值，且該電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。下文將會描述，H-臂元件是處於導通狀態達對應於脈寬命令α的時間(H-臂導通狀態時間)。
[0088]L-臂元件是通過導通可向交流輸出端子U輸出四個電壓電平中的電壓(第二電壓)的元件，該電壓的絕對值低於交流電壓命令Vu*的絕對值，且該電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。L-臂元件處於導通狀態達一時間(L-臂導通狀態時間)，該時間是通過從控制周期T減去H-臂導通狀態時間獲得的。
[0089]在控制時期期間，截止狀態臂元件一直處於截止狀態。
[0090]參看圖3，電壓Vr、正電壓Vp、負電壓Vn、交流電壓命令Vu*、和範圍信號δ被輸入至脈寬命令選擇器電路203。基於輸入信號，脈寬命令選擇器電路203計算H-臂元件的脈寬命令α (導通狀態時間相對於控制周期T的比值)。
[0091]從如下式子中獲得範圍I到6的脈寬命令α。
[0092][數學式I]
[0093]範圍I 脈寬命令 α a =Vu*/Vp (I)
[0094]範圍2 脈寬命令 α a = (Vu*_Vr) / (Vp-Vr) (2)
[0095]範圍3 脈寬命令 α a =Vu*/Vr (3)
[0096]範圍4 脈寬命令 α a =Vu*/Vr (4)
[0097]範圍5 脈寬命令 α a = (Vu*_Vr) / (Vn-Vr) (5)
[0098]範圍6 脈寬命令 α a =Vu*/Vn (6)
[0099]脈寬命令α和在載波信號生成器電路206中生成的載波信號Sc被輸入至比較器
204。比較器204比較脈寬命令α和載波信號Sc,並生成信號Hon用於導通H-臂兀件。當H-臂導通信號Hon處於高電平時，H-臂元件處於導通狀態達控制時期中的H-臂導通狀態時間。
[0100]邏輯反相器207將H-臂導通信號Hon的高電平或低電平轉換為低電平或高電平，藉此生成信號Lon來導通L-臂元件。當L-臂導通信號Lon處於高電平時，L-臂元件處於導通狀態達控制時期中的L-臂導通狀態時間。
[0101]H-臂導通信號Hon、L-臂導通信號Lon、和範圍信號δ被輸入至脈衝分配電路
205。脈衝分配電路205將H-臂導通信號Hon分配為根據範圍信號δ選擇的H臂兀件的控制信號。此外，脈衝分配電路205還將L-臂導通信號Lon分配為根據範圍信號δ選擇的L臂元件的控制信號。然後，脈衝分配電路205生成控制信號用於將截止狀態臂元件截止達控制時期。
[0102]如上所述，H-臂元件是通過導通可在交流輸出端子U和V之間輸出四個電壓電平中的電壓(第一電壓)的元件，該電壓的絕對值高於或等於交流電壓命令Vu*的絕對值，且該電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。此外，L-臂元件是通過導通可在交流輸出端子U和V之間輸出四個電壓電平中的電壓(第二電壓)的元件，該電壓的絕對值低於交流電壓命令Vu*的絕對值，且該電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。
[0103]根據圖4，在範圍I的情況下，H-臂元件是開關元件Ql、L-臂元件是雙向開關元件S2、且截止狀態臂元件是開關元件Q2和雙向開關元件SI。在範圍2的情況下，H-臂元件是開關元件Ql、L-臂元件是雙向開關元件S1、且截止狀態臂元件是開關元件Q2和雙向開關元件S2。在範圍3的情況下，H-臂元件是雙向開關元件S1、L-臂元件是雙向開關元件S2且截止狀態臂元件是開關元件Ql和Q2。在範圍4的情況下，H-臂元件是雙向開關元件SUL-臂元件是雙向開關元件S2且截止狀態臂元件是開關元件Ql和Q2。在範圍5的情況下，H-臂元件是開關元件Q2、L-臂元件是雙向開關元件S1、且截止狀態臂元件是開關元件Ql和雙向開關元件S2。在範圍6的情況下，H-臂元件是開關元件Q2、L-臂元件是雙向開關元件S2、且截止狀態臂元件是開關元件Ql和雙向開關元件SI。
[0104]接著,參看圖5到圖7,將給出在當交流電壓命令Vu*高於或等於零電壓時的控制時期(範圍I到3)中，交流輸出電壓Vu和四個元件的導通與截止操作之間的關係的描述。
[0105]圖5(a)是用於示出範圍I中的交流輸出電壓Vu的示圖。圖5(b)示出開關元件Ql的導通-截止狀態。圖5 (C)示出開關元件Q2的導通-截止狀態。圖5(d)示出雙向開關元件SI的導通-截止狀態。圖5(e)示出雙向開關元件S2的導通-截止狀態。
[0106]在此範圍中，H-臂元件是開關元件Ql。L-臂元件是雙向開關元件S2。截止狀態臂元件是開關元件Q2和雙向開關元件SI。因此，開關元件Ql導通達導通狀態時間Thi (圖5(b))。繼而，雙向開關元件S2導通達導通狀態時間Tu (圖5(e))。開關元件Q2和雙向開關元件SI處於截止狀態(圖5(c)和圖5(d))。
[0107]導通狀態時間Thi是基於從式(I)獲得的脈寬命令α，相關於控制周期T計算的時間。導通狀態時間Tu是通過從控制周期T減去導通狀態時間Tm獲得的時間。
[0108]然後，當開關元件Ql導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第一電壓的正電壓Vp。當雙向開關元件S2導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第二電壓的零電壓(圖5(a))。在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓的平均值等於交流電壓命令Vu*。
[0109]控制時期內輸出的電壓還可以是第二電壓和第一電壓的順序。這同樣適用於如下描述。
[0110]圖6(a)是用於示出範圍2中的交流輸出電壓Vu的示圖。圖6(b)示出開關元件Ql的導通-截止狀態。圖6 (C)示出開關元件Q2的導通-截止狀態。圖6(d)示出雙向開關元件SI的導通-截止狀態。圖6(e)示出雙向開關元件S2的導通-截止狀態。
[0111]在此範圍中，H-臂元件是開關元件Ql。L-臂元件是雙向開關元件SI。截止狀態臂元件是開關元件Q2和雙向開關元件S2。因此，開關元件Ql導通達導通狀態時間Th2 (圖6(b))。繼而，雙向開關元件SI導通達導通狀態時間IY2 (圖6(d))。開關元件Q2和雙向開關元件S2處於截止狀態(圖6 (c)和圖6 (e))。
[0112]導通狀態時間Th2是基於從式(2)獲得的脈寬命令α，相關於控制周期T計算的時間。導通狀態時間IY2是通過從控制周期T減去導通狀態時間Th2獲得的時間。
[0113]然後，當開關元件Ql導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第一電壓的正電壓Vp。當雙向開關元件SI導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第二電壓的電壓Vr (圖6(a))。在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓的平均值等於交流電壓命令Vu*。
[0114]圖7(a)是用於示出範圍3中的交流輸出電壓Vu的示圖。圖7(b)示出開關元件Ql的導通-截止狀態。圖7 (C)示出開關元件Q2的導通-截止狀態。圖7(d)示出雙向開關元件SI的導通-截止狀態。圖7(e)示出雙向開關元件S2的導通-截止狀態。
[0115]在此範圍中，H-臂元件是雙向開關元件SI。L-臂元件是雙向開關元件S2。截止狀態臂元件是開關元件Ql和開關元件Q2。因而，雙向開關元件SI導通達導通狀態時間Th3(圖7(b))。繼而，雙向開關元件S2導通達導通狀態時間Tu (圖7(d))。開關元件Ql和開關元件Q2處於截止狀態(圖7 (c)和圖7 (e))。
[0116]導通狀態時間Th3是基於從式(3)獲得的脈寬命令α，相關於控制周期T計算的時間。導通狀態時間IY3是通過從控制器周期T減去導通狀態時間Th3獲得的時間。
[0117]然後，當雙向開關元件SI導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第一電壓的電壓Vr。當雙向開關元件S2導通時，在交流輸出端子U和V之間輸出作為第二電壓的零電壓(圖7(a))。在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓的平均值等於交流電壓命令Vu*。
[0118]圖8到圖10是用於示出在當交流電壓命令Vu*低於零電壓時的控制時期(範圍4到6)中，交流輸出電壓Vu與四個元件的導通和截止操作之間的關係的示圖。
[0119]圖8是用於示出範圍4中的交流輸出電壓Vu的示圖。
[0120]由於電路操作的對稱性，範圍4是其中開關元件Ql和Q2與雙向開關元件SI和S2執行與範圍3的情況中基本一樣的操作的範圍。在此範圍內，在交流輸出端子U和V之間輸出平均電壓等於交流電壓命令Vu*的電壓。
[0121]圖9是用於示出範圍5中的交流輸出電壓Vu的示圖。
[0122]由於電路操作的對稱性，範圍5是其中開關元件Ql和Q2的操作顛倒、且執行與範圍2的情況中基本一樣的操作的範圍。在此範圍內，在交流輸出端子U和V之間輸出平均電壓等於交流電壓命令Vu*的電壓。
[0123]圖10是用於示出範圍6中的交流輸出電壓Vu的示圖。
[0124]由於電路操作的對稱性，範圍6是其中開關元件Ql和Q2的操作顛倒、且執行與範圍I的情況中基本一樣的操作的範圍。在此範圍內，在交流輸出端子U和V之間輸出平均電壓等於交流電壓命令Vu*的電壓。
[0125]如上所述，根據本實施例的逆變器電路40選擇每一個控制時期的H-臂元件和L-臂元件。進一步地，在每一個控制時期內，逆變器電路40可以互補方式導通H-臂元件和L-壁元件，且達各自預定的導通狀態時間，並且在交流輸出端子U和V之間生成平均電壓等於交流電壓命令Vu*的電壓。
[0126]例如，當電壓Vr比交流電壓命令Vu*低時，使用範圍2和範圍5的操作，逆變器電路40可在電壓Vr上疊加正電壓Vp或負電壓Vn達預定時間，藉此生成交流輸出電壓Vu。
[0127]同樣，當電壓Vr比交流電壓命令Vu*高時，使用範圍3和範圍4的操作，逆變器電路40可減小電壓Vr,藉此生成交流輸出電壓Vu。
[0128]進一步地，使用範圍I和範圍6的操作，逆變器電路40可生成極性與電壓Vr極性相反的交流輸出電壓Vu。此處生成的交流輸出電壓Vu是其相位顯著偏離電壓Vr相位的電壓。
[0129]S卩，使用具有中性端子O的電位作為基準的零電位、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及單相交流電源I的電壓Vr，逆變器電路40可將提供至負載6的交流輸出電壓Vu維持在交流電壓命令Vu*。
[0130]注意，逆變器電路40不能輸出比正電壓Vp高的電壓或比負電壓Vn低的電壓。因此，當交流電壓命令Vu*是比正電壓Vp高的電壓時、或當交流電壓命令Vu*是比負電壓Vn低的電壓時，執行諸如截止所有元件之類的保護性操作是合適的。
[0131]此外，當交流電壓命令Vu*是比正電壓Vp高的電壓時，開關元件Ql可一直被維持在導通狀態。進一步地，當交流電壓命令Vu*是比負電壓Vn低的電壓時，開關元件Q2可一直維持在導通狀態。
[0132]在直流電源串聯電路的正電壓和負電壓之間，執行導通和截止圖18中所示的逆變器電路4的開關元件的操作。
[0133]然而，根據本實施例的逆變器電路40使得在第一電壓和第二電壓之間執行導通和截止開關元件和雙向開關元件的操作。如上所述，第一電壓是其絕對值高於或等於交流電壓命令Vu*的絕對值的電壓，且該第一電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。此外，第二電壓是其絕對值比交流電壓命令Vu*的絕對值低的電壓，且該第二電壓的值最接近於交流電壓命令Vu*。從圖5到圖10中也清楚地看出，第一電壓和第二電壓之間的差值相比正電壓Vp和負電壓Vn的大小而言是較小的。
[0134]因此，當逆變器電路40的開關元件被導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件的開關損耗小。以相同的方式，逆變器電路40的雙向開關元件導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件的開關損耗小。
[0135]S卩，當逆變器電路40的控制頻率與逆變器電路4的控制頻率相同時，相比在圖18的逆變器電路4中，可減少逆變器電路40中的開關損耗。
[0136]具體地，優選的是交流輸出電壓Vu與單相交流電源I的電壓Vr同步。通過使交流輸出電壓Vu與單相交流電源I的電壓Vr同步,可減小施加至開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2的電壓。因此，可進一步減少在這些元件中發生的開關損耗。
[0137]此外，根據本實施例的逆變器電路40的交流輸出電壓Vu在第一電壓和第二電源之間改變。因此,施加至電抗器Lfl的電壓減小。
[0138]流過電抗器Lfl的紋波電流與電壓-時間乘積(電壓變化範圍X電壓脈寬)成正比且與電感值成反比。當電感值相同時，在使用根據本實施例的逆變器電路40時，施加至電抗器Lfl的電壓-時間乘積減小，意味著流過電感器Lfl的紋波電流減小。當紋波電流降低時，電抗器Lfl中的損耗(主要是鐵耗)減少。因此，可減少電抗器Lfl中的損耗。[0139]同時，當設置成使得紋波電流的大小相等時，可減少電抗器Lfl的電感值。在此情況下，可減少電抗器Lfl的大小。
[0140]此外，即使在發生單相交流電源I的中斷的情況下，使用與單相交流電源I正常時一樣的邏輯過程，根據本實施例的逆變器電路40可選擇每一個控制周期的H-臂元件和L-臂元件。進一步地，逆變器電路40可導通和截止所選擇的H-臂元件和L-臂元件，藉此以與當單相交流電源I正常時一樣的方式，將交流輸出電壓Vu維持在交流電壓命令Vu*。
[0141]因此，在控制以便於將交流輸出電壓Vu維持在交流電壓命令Vu*時，根據本實施例的逆變器電路40並不需要檢測裝置來檢測單相交流電源I的中斷。
[0142]接著，圖11是用於示出由控制電路200執行的範圍確定、以及脈寬命令α和元件選擇之間的另一關係的示圖。此外，圖12是用於示出在範圍7中，交流輸出電壓Vu以及開關元件Ql和Q2與雙向開關元件SI和S2的操作的示圖。
[0143]控制電路200的配置與圖3中所示的控制電路的配置相同。然而，除了圖4中所示的範圍I到6之外，電壓確定電路202進一步確定範圍7。範圍7是用於在交流輸出端子U和V之間輸出單相交流電源I的電壓Vr的範圍。
[0144]下文中，參看圖3、圖11、和圖12，將給出集中於涉及範圍7的控制電路200的操作的描述。將按需省略與上述範圍I到6中相同的部分。
[0145]對於每一個控制時期，交流電壓命令Vu*和單相交流電源I的電壓Vr被輸入至電壓確定電路202。當兩個電壓之間的關係滿足條件|Vu*-Vr|〈AVu*時，電壓確定電路202確定控制時期是範圍7。此時，電壓確定電路輸出表示範圍7的範圍信號δ。
[0146]AVu*是用於確定單相交流電源I的電壓Vr的值相對於交流電壓命令Vu*的值落在預定範圍內的基準變量。當負載6容忍在交流電壓命令Vu*± 10%範圍內的輸入電壓波動時，基準變量AVu*是等於交流電壓命令Vu*的10%的變量。該基準變量AVu*還可以是根據其他條件而固定的變量。
[0147]當輸入表示範圍7的範圍信號δ時，脈寬命令選擇器電路203將脈寬命令α固定在1.0。當脈寬命令α為1.0時，不論載波信號Sc的大小如何，比較器204生成導通H-臂元件達控制時期的時間段的信號Hon。即，對於控制時期的時間段，H-臂導通信號Hon —直處於高電平，而L-臂導通信號Lon —直處於低電平。
[0148]當輸入表示範圍7的範圍信號δ時，脈衝分配電路205將雙向開關元件SI設置為H-臂元件。此外，脈衝分配電路205將開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件S2設置為截止狀態臂元件。因此，脈衝分配電路205輸出雙向開關元件SI的控制信號Gsl，該控制信號在控制時期的時間段內處於高電平。與此同時，脈衝分配電路205輸出開關兀件Ql和Q2以及雙向開關元件S2的控制信號Gl、G2、和Gs2，這些控制信號在控制時期的時間段內處於低電平。
[0149]因此，在確定為範圍7的控制時期，雙向開關元件SI處於導通狀態，且開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件S2處於截止狀態。根據四個元件的導通-截止狀態，在交流輸出端子U和V之間輸出單相交流電源I的電壓Vr。
[0150]即使當交流電壓命令Vu*具有負極性時，控制電路200也執行與交流電壓命令Vu*具有正極性時相同種類的操作。
[0151]在確定為範圍7的控制時期，僅雙向開關元件SI導通，而開關元件Ql和Q2以及雙向開關兀件S2截止。因此,僅在雙嚮導通兀件SI中發生由於導電引起的導電損耗。由於沒有電流流過開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件S2，因此不發生導電損耗。此外，由於沒有元件執行導通或截止操作，因此不發生開關損耗。
[0152]因此，通過在逆變器電路40的操作中設置範圍7，可進一步減少功率損耗。
[0153]接著，將給出當逆變器電路40在啟動模式中操作時的描述。
[0154]在此情況下，在圖3中，操作模式確定電路208輸出操作模式信號M用於在啟動模式中操作逆變器電路40。操作模式信號M被輸入至交流電壓命令生成器電路201和電壓確定電路202。
[0155]向其發出啟動模式命令的交流電壓命令生成器電路201輸出交流電壓命令Vu*，用於使逆變器電路40將輸出電壓從零提高至預定值。啟動模式中的交流電壓命令Vu*是其幅值從零逐漸增加至預定值的交流電壓命令。
[0156]此外，向其發出啟動模式命令的電壓確定電路202確定範圍信號δ是圖4中所示的範圍3或範圍4。當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*≥O、Vr≥O、且Vr≥Vu*時，控制時期範圍信號δ是範圍3。此外，當交流電壓命令Vu*和電壓Vr之間的關係使得Vu*〈0、Vr〈0、且Vr≤Vu*時，控制時期範圍信號δ是範圍4。
[0157]由於啟動模式中脈寬命令選擇器電路203、比較器204、脈衝分配電路205、載波信號生成器電路206、和邏輯反相器207的操作與穩態模式中一樣，因此將省略其描述。
[0158]圖13是用於示出當在由控制時期O到8構成的時期(啟動時期)(在此時期內，逆變器電路40在啟動模式中操作)內，逆變器電路40將交流輸出電壓Vu從零電壓提高至預定電壓的操作的示圖。
[0159]圖13(a)是示出脈寬命令α和載波信號Sc之間的關係的示圖。圖13(b)示出開關元件Ql的導通-截止狀態。圖13(c)示出開關元件Q2的導通-截止狀態。圖13(d)示出雙向開關元件SI的導通-截止狀態。圖13(e)示出雙向開關元件S2的導通-截止狀態。
[0160]在圖13(a)中，載波信號是鋸齒波，在每個控制時期的起點過零、且之後逐漸增加、在每個控制時期的終點到達預定值。脈寬命令α是在每個控制時期中單相交流電源I的電壓Vr的幅值處歸一化交流電壓命令Vu*的值，其最大值為1.0。在控制時期O中，脈寬命令α的值為a J=O),當控制時期逐步經過1，2...時逐漸增加為α。α 2...，且在控制時期8中達到α8(=1.0)。
[0161]在圖13中所示的啟動時期中，逆變器電路40操作使得開關元件Ql和Q2 —直處於截止狀態，且雙向開關元件SI和S2交替地導通和截止。
[0162]在控制時期O中，脈寬命令α的值為α(ι(=0)。因此，在此時期內雙向開關元件SI一直處於截止狀態，而雙向開關兀件S2 —直處於導通狀態。由於此操作，向交流輸出端子U輸出零電壓。
[0163]在控制時期I中，脈寬命令α的值為α 10因此，在此時期內，從此時期的起點起，雙向開關元件SI處於導通狀態達時間T_ (=TX a J\.0)。此時，向交流輸出端子U輸出電壓Vr。在雙向開關元件SI截止後，雙向開關元件S2處於導通狀態達時間TWU(=T-T_)。此時，向交流輸出端子U輸出零電壓。在控制時期I中向交流輸出端子U輸出的交流輸出電壓Vu的平均值等於將該控制時期內的電壓Vr乘以脈寬命令α的值Ci1獲得的電壓。即，此控制時期內交流輸出電壓Vu的平均值等於交流電壓命令Vu*的平均值。[0164]在控制時期2到控制時期7中，逆變器電路40執行與控制時期I中相同類型的操作。在每一個時期內，從每一個控制時期的起點起，雙向開關元件Si處於導通狀態達與脈寬命令α的值相對應的時間。此時，向交流輸出端子U輸出電壓Vr。在雙向開關元件SI截止後，雙向開關元件S2處於導通狀態直到每一個控制時期的終點。此時，向交流輸出端子U輸出零電壓。在每一個控制時期中向交流輸出端子U輸出的交流輸出電壓Vu的平均值等於將該控制時期內的電壓Vr乘以脈寬命令α的值獲得的電壓。即，此控制時期內交流輸出電壓Vu的平均值等於交流電壓命令Vu*的平均值。
[0165]在控制時期8中，脈寬命令α的值是α8(=1.0)。因此，在此時期內雙向開關元件SI 一直處於導通狀態，而雙向開關兀件S2 —直處於截止狀態。由於此操作，向交流輸出端子U輸出電壓Vr。
[0166]當啟動模式中單相交流電源I和交流輸出電壓Vu的基波成分之間的偏差落在預定範圍內時，操作模式確定電路208將操作模式信號M轉換至命令穩態模式的信號。其後，如上所述，逆變器電路40在穩態模式中操作。
[0167]在上述啟動模式操作的描述中，啟動時期(不限於控制時期O到8)可以是由更少控制時期形成的時期、或可選地可以是由更多控制時期形成的時期。此外，啟動時期可以是與交流輸出電壓Vu的相位同步開始的時期，且可以比交流輸出電壓Vu的周期長。
[0168]此外，載波信號Sc (不限於圖13(a)中圖示的鋸齒波)可以是另一種波形，只要其可使得每一個控制時期中雙向開關元件SI的導通狀態時間對應於脈寬命令α的值。
[0169]如上所述，在啟動模式中的每一個控制時期中，逆變器電路40可使得雙向開關元件SI和S2以互補方式導通和截止。此時，逆變器電路40執行所謂軟啟動操作，藉此，隨著時間的流逝，雙向開關元件SI的導通狀態時間逐漸增加，而雙向開關元件S2的導通狀態時間逐漸減少。
[0170]由於此操作，在啟動模式中施加至雙向開關元件SI和S2的電壓是單相交流電源I的電壓Vr。因此，本發明的逆變器電路40使得可減少在啟動模式中在雙向開關元件內發生的導通損耗和截止損耗。在啟動模式中，在開關元件內發生的損耗為零。
[0171]此外,在啟動模式中的每一個控制時期內，在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓Vu的偏差範圍是單相交流電源I的電壓Vr的大小。因此，本實施例的逆變器電路40使得可減少啟動模式中流過濾波器電路5的紋波電流。
[0172]進一步地，在本實施例中，逆變器電路40的輸出電壓Vu經由濾波器電路5提供給負載6，但是逆變器電路40的動作和由此獲得的優勢與甚至其中逆變器電路40的輸出電壓Vu直接提供給負載6的實施例中是一樣的。
[0173]圖14是用於示出根據本發明的第二實施例的示圖。此實施例使得圖1中所示的根據第一實施例的直流電源串聯電路30由半橋轉換器電路31構成。
[0174]轉換器電路31具有正側開關元件Qp和負側開關元件Qn的串聯電路、正側電容器Cp和負側電容器Cn的串聯電路、和電抗器L作為主要組件。電抗器L連接至單相交流電源I的端子R與開關元件Qp和Qn的連接點。電容器Cp和Cn的串聯電路與開關元件Qp和Qn的串聯電路並聯連接。此外，電容器Cp和Cn的連接點連接至單相交流電源I的端子S，還連接至交流輸出端子V。
[0175]當單相交流電源I的電壓Vr相對於交流輸出端子V具有正極性時，首先，開關元件Qn導通，且開關元件Qp截止。通過導通開關元件Qn，作為電容器Cn的負電壓Vn加上單相交流電源I的電壓Vr所得的電壓被施加至電抗器L，且能量被累積在電抗器L內。接著，截止開關元件Qn，且導通開關元件Qp。一旦開關元件Qn被截止，累積在電抗器L中的能量被充電在電容器Cp中。
[0176]同時，當單相交流電源I的電壓Vr相對於交流輸出端子V具有負極性時，首先，開關元件Qp導通，且開關元件Qn截止。通過導通開關元件Qp，作為電容器Cp的正電壓Vp加上單相交流電源I的電壓Vr所得的電壓被施加至電抗器L，且能量被累積在電抗器L內。接著，截止開關元件Qp，且導通開關元件Qn。一旦開關元件Qp被截止，累積在電抗器L中的能量被充電在電容器Cn中。
[0177]開關元件Qp和Qn的上述導通和截止操作以充分高於單相交流電源I頻率的頻率執行。通過導通和截止開關兀件Qp和Qn,電容器Cp的正電壓Vp和電容器Cn的負電壓Vn被維持在比交流電源I的電壓Vr的幅值高的預定電壓。
[0178]以此方式，可用半橋轉換器31來配置直流電源串聯電路30。半橋轉換器31的電容器Cp對應於直流電源串聯電路30的正側直流電源Psp。此外，半橋轉換器31的電容器Cn對應於直流電源串聯電路30的負側直流電源Psn。
[0179]此實施例的逆變器電路40以與使用圖1到圖13說明的第一實施例的逆變器電路40相同的方式進行動作，且獲得相同的優勢。
[0180]圖15是用於示出根據本發明的第三實施例的示圖。此實施例使得圖1中所示的根據第一實施例的直流電源串聯電路30由三電平整流器32構成。
[0181]該三電平整流器32具有正側二極體Dp和負側二極體Dn的串聯電路、正側電容器Cp和負側電容器Cn的串聯電路、雙向開關元件S10、和電抗器L作為主要組件。電抗器L連接至單相交流電源I的端子R以及二極體Dp和Dn的連接點。電容器Cp和Cn的串聯電路與二極體Dp和Dn的串聯電路並聯連接。此外，電容器Cp和Cn的連接點連接至單相交流電源I的端子S，還連接至交流輸出端子V。進一步地，雙向開關元件SlO連接在二極體Dp和Dn的連接點與電容器Cp和Cn的連接點之間。
[0182]當單相交流電源I的電壓相對於交流輸出端子V具有正極性時，首先，雙向開關元件SlO導通。當雙向開關元件SlO導通時，單相交流電源I的電壓被施加至電抗器L，且能量累積在電抗器L中。接著，雙向開關元件SlO截止。一旦雙向開關元件SlO截止，累積在電抗器L中的能量被充電在電容器Cp中。
[0183]同時，當單相交流電源I的電壓相對於交流輸出端子V具有負極性時，首先，雙向開關元件SlO導通。當雙向開關元件SlO導通時，單相交流電源I的電壓被施加至電抗器L，且能量累積在電抗器L中。接著，雙向開關元件SlO截止。一旦雙向開關元件SlO截止，累積在電抗器L中的能量被充電在電容器Cn中。
[0184]雙向開關元件SlO的上述導通和截止操作以充分高於單相交流電源I的頻率的頻率執行。通過導通和截止雙向開關兀件S10,電容器Cp的正電壓Vp和電容器Cn的負電壓Vn維持在比單相交流電源I的電壓Vr的幅值高的預定電壓處。
[0185]以此方式，可用三電平整流器32來配置直流電源串聯電路30。三電平整流器32的電容器Cp對應於直流電源串聯電路30的正側直流電源Psp。此外，三電平整流器32的電容器Cn對應於直流電源串聯電路30的負側直流電源Psn。[0186]此實施例的逆變器電路40以與使用圖1到圖13說明的第一實施例的逆變器電路40相同的方式進行動作，且獲得相同的優勢。
[0187]圖16是用於示出根據本發明的第四實施例的示圖。此實施例是其中使用兩個根據圖1所示的第一實施例的逆變器電路來使三相交流電源11和負載61連接成Λ形的功率轉換設備。這兩個逆變器電路使用三相交流電源11的電壓和從此電壓生成的直流電壓來生成預定三相交流電壓。
[0188]在該不圖中，11是二相交流電源、21和22是電容器、30是直流電源串聯電路、41是逆變器電路、51是濾波器電路、61是負載，且210是控制電路。
[0189]三相交流電源11具有端子R (第一端子)、端子S (第三端子)、和端子T (第二端子)。端子R輸出R-相電壓。端子S輸出S-相電壓。端子T輸出T-相電壓。電容器21連接在端子R和端子T之間。電容器22連接在端子T和端子S之間。
[0190]直流電源串聯電路30是由直流電源Psp和直流電源Psn串聯連接形成的直流電源電路。直流電源Psp是正側直流電源。直流電源Psn是負側直流電源。直流電源Psn的一端連接至輸出帶負極性的電壓的負側端子N。直流電源Psp和直流電源Psn的串聯連接點連接至輸出零電壓的中性端子O。中性端子O連接至三相交流電源11的端子S。
[0191]逆變器電路41具有第一開關元件串聯電路、第二開關元件串聯電路、和雙向開關元件SI到S4作為主要組件。
[0192]第一開關元件串聯電路是由開關元件Ql和開關元件Q2串聯連接形成的電路。第二開關元件串聯電路是由開關元件Q3和開關元件Q4串聯連接形成的電路。第一開關元件串聯電路和第二開關元件串聯電路連接在直流電源串聯電路30的正側端子P和負側端子N之間。
[0193]開關元件Ql和開關元件Q2的串聯連接點連接至交流輸出端子U，用於從逆變器電路41輸出U-相電壓。開關元件Q3和開關元件Q4的串聯連接點連接至交流輸出端子W，用於從逆變器電路41輸出W-相電壓。進一步地，直流電源串聯電路30的中性端子O連接至交流輸出端子V，用於從逆變器電路4輸出V-相電壓。
[0194]雙向開關元件SI連接在交流輸出端子U和三相交流電源11的端子R之間。雙向開關元件S2連接在交流輸出端子U和直流電源串聯電路30的中性端子O之間。雙向開關元件S3連接在交流輸出端子U和直流電源30的中性端子O之間。雙向開關元件S4連接在交流輸出端子W和三相交流電源I的端子T之間。
[0195]S卩，逆變器電路41由U-相逆變器電路和W-相逆變器電路形成，U-相逆變器電路由第一開關元件串聯電路與雙向開關元件SI和S2形成，且W-相逆變器電路由第二開關元件串聯電路與雙向開關元件S3和S4形成。進一步地，U-相逆變器電路和W-相逆變器電路使三相交流電源11和負載61連接成Λ形。
[0196]控制電路210包括對應於圖3中所示的控制電路200的兩個控制電路211和212(均未示出)。控制電路211通過使用包括在第一電壓組內的電壓，生成構成U-相逆變器電路的開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2的控制信號Gl、G2、Gsl、和Gs2。控制電路212通過使用包括在第二電壓組內的電壓，生成構成W-相逆變器電路的開關元件Q3和Q4以及雙向開關元件S3和S3的控制信號G3、G4、Gs3、和Gs4。第一電壓組是由四個電壓電平組成的電壓組，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及三相交流電源11的電壓Vrs。第二電壓組是由四個電壓電平組成的電壓組，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及三相交流電源11的電壓Vts。
[0197]控制電路211和212的操作各自與控制電路200的操作一樣。因此，將省略描述控制電路211和212的操作。
[0198]此實施例的逆變器電路41以與使用圖1到圖13說明的第一實施例的逆變器電路40相同的方式進行動作，且獲得相同的優勢。
[0199]S卩，逆變器電路41使得在選自第一電壓組的第一電壓和第二電壓之間執行在穩態模式中導通和截止開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2的操作。此外，在選自第二電壓組的第一電壓和第二電壓之間，執行在穩態模式中導通和截止開關元件Q3和Q4以及雙向開關元件S3和S4的操作。進一步地，從圖5到圖10中也清楚地看出，每一個第一電壓和第二電壓之間的差值相比直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn的大小而言是較小的。
[0200]因此，當開關元件SI到S4導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件中發生的開關損耗小。以相同方式，當雙向開關元件SI到S4導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件中發生的開關損耗小。
[0201]S卩，當逆變器電路41的控制頻率與逆變器電路4的控制頻率相同時，相比在使用圖18的逆變器電路4配置時，可減少逆變器電路41中的開關損耗。
[0202]具體地,優選的是交流輸出電壓Vuv和Vwv與三相交流電源11的電壓Vrs和Vts同步。通過使交流輸出電壓Vu和Vw與三相交流電源11的電壓Vrs和Vts同步,可減小施加至開關元件Ql到Q4以及雙向開關元件SI到S4的電壓。因此，可進一步減少在這些元件中發生的開關損耗。
[0203]同樣，交流輸出電壓Vuv和Vwv各自在第一電壓和第二電壓之間變化。因此，施加至電抗器Lfl和Lf2的電壓降低。因此，流過電抗器Lfl和Lf2的紋波電流減少，且電抗器Lfl和Lf2中的損耗(主要是鐵耗)減少。因此，可減少電抗器Lfl和Lf2中的損耗。
[0204]同時，當設置以使紋波電流相等時，可減少電抗器Lfl和Lf2的電感值。在此情況下，可減少電抗器Lfl和Lf2的大小。
[0205]此外，即使在發生三相交流電源11的中斷的情況下，在控制以便於輸出交流輸出電壓Vuv和Vwv時，逆變器電路41不需要用於檢測三相交流電源11的中斷的裝置。
[0206]同樣，在啟動模式中的每一個控制時期中，逆變器電路41可使得雙向開關元件SI和S2以及雙向開關元件S3和S4以互補方式導通和截止。此時，逆變器電路41執行所謂軟啟動操作，藉此，隨著時間的流逝，雙向開關元件SI的導通狀態時間和雙向開關元件S4的導通狀態時間逐漸增加，且雙向開關元件S2的導通狀態時間和雙向開關元件S3的導通狀態時間逐漸減少。
[0207]由於此操作，在啟動模式中施加至雙向開關元件SI到S4的電壓是三相交流電源11的電壓Vrs和Vts。因此，本實施例的逆變器電路41使得可減少在啟動模式中在雙向開關元件內發生的導通損耗和截止損耗。在啟動模式中，在開關元件內發生的損耗為零。
[0208]同樣,在啟動模式的每一個控制時期內，在交流輸出端子U和V之間輸出的電壓Vuv的變化範圍和在交流輸出端子W和V之間輸出的電壓Vwv的變化範圍是三相交流電源11的電壓Vrs和Vts的大小。因此，本實施例的逆變器電路41使得可減少啟動模式中流過濾波器電路51的紋波電流。
[0209]圖17是用於示出根據本發明的第五實施例的示圖。此實施例是其中使用三個根據圖1所示的第一實施例的逆變器電路來將三相交流電源11和負載61連接成Y形的功率轉換設備。這三個逆變器電路使用三相交流電源11的電壓和從此電壓生成的直流電壓來生成預定三相交流電壓。
[0210]對於在該示圖中給出如圖16中所示的相同附圖標記的組件，將省略其描述。
[0211]42是U-相逆變器電路、43是W-相逆變器電路、且44是V-相逆變器電路。U-相逆變器電路42具有第一開關元件串聯電路和雙向開關元件SI和S2作為主要組件。W-相逆變器電路43具有第二開關元件串聯電路和雙向開關元件S3和S4作為主要組件。V-相逆變器電路44具有第三開關元件串聯電路和雙向開關元件S5和S6作為主要組件。
[0212]第一開關元件串聯電路是由開關元件Ql和開關元件Q2串聯連接形成的電路。第一開關元件串聯電路連接在直流電源串聯電路30的正側端子P和負側端子N之間。開關元件Ql和開關元件Q2的串聯連接點連接至交流輸出端子U,用於從逆變器電路42輸出U-相電壓。雙向開關元件SI連接在交流輸出端子U和三相交流電源11的端子R之間。雙向開關元件S2連接在交流輸出端子U和直流電源串聯電路30的中性端子O之間。
[0213]第二開關元件串聯電路是由開關元件Q3和開關元件Q4串聯連接形成的電路。第二開關元件串聯電路連接在直流電源串聯電路30的正側端子P和負側端子N之間。開關元件Q3和開關元件Q4的串聯連接點連接至交流輸出端子W，用於從逆變器電路43輸出W-相電壓。雙向開關元件S3連接在交流輸出端子W和三相交流電源11的端子T之間。雙向開關元件S4連接在交流輸出端子W和直流電源串聯電路30的中性端子O之間。
[0214]第三開關元件串聯電路是由開關元件Q5和開關元件Q6串聯連接形成的電路。第三開關元件串聯電路連接在直流電源串聯電路30的正側端子P和負側端子N之間。開關元件Q5和開關元件Q6的串聯連接點連接至交流輸出端子V，用於從逆變器電路44輸出W-相電壓。雙向開關元件S5連接在交流輸出端子V和三相交流電源11的端子S之間。雙向開關元件S6連接在交流輸出端子V和三相交流電源30的中性端子O之間。
[0215]BP, U-相逆變器電路42、W-相逆變器電路43、和V-相逆變器電路44使得三相交流電源11和負載61連接成Y形。
[0216]電容器21到23連接成Y形，且每一個電容器的一端分別連接至三相交流電源11的端子R、T、和S。連接成Y形的電容器21到23的中性端子連接至直流電源串聯電路30的中性端子O。
[0217]濾波器電路52通過電抗器Lfl和電容器Cfl的串聯電路、電抗器Lf2和電容器Cf2的串聯電路、以及電抗器Lf3和電容器C3的串聯電路連接成Y形而形成。連接成Y形的濾波器52的中性端子連接至直流電源串聯電路30的中性端子O。
[0218]控制電路220包括對應於圖3中所示的控制電路200的三個控制電路211、212、和13 (均未示出)。控制電路211通過使用包括在第一電壓組內的電壓，生成構成U-相逆變器電路的開關元件Ql和Q2以及雙向開關元件SI和S2的控制信號Gl、G2、Gs1、和Gs2。控制電路212通過使用包括在第二電壓組內的電壓，生成構成W-相逆變器電路的開關元件Q3和Q4以及雙向開關元件S3和S3的控制信號G3、G4、Gs3、和Gs4。控制電路213通過使用包括在第三電壓組內的電壓，生成構成V-相逆變器電路的開關元件Q5和Q6以及雙向開關元件S5和S6的控制信號G5、G6、Gs5、和Gs6。
[0219]第一電壓組是由四個電壓電平組成的電壓組，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及三相交流電源11的電壓Vr。第二電壓組是由四個電壓電平組成的電壓組，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、以及三相交流電源11的電壓vt。第三電壓組是由四個電壓電平組成的電壓組，這四個電壓電平是將中性端子O的電位作為基準的零電壓、直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn、和三相交流電源11的電壓Vrs。
[0220]控制電路211、213、和213的操作各自與控制電路200的操作一樣。因此，將省略描述控制電路211、212、和213的操作。
[0221]此實施例的逆變器電路42到44以與使用圖1到圖13說明的第一實施例的逆變器電路40相同的方式進行動作，且獲得相同的優勢。
[0222]即，在選自第一電壓組的第一電壓和第二電壓之間，執行在穩態模式中導通和截止U-相逆變器電路42的開關元件以及雙向開關元件的操作。同樣，在選自第二電壓組的第一電壓和第二電壓之間，執行在穩態模式中導通和截止W-相逆變器電路43的開關元件以及雙向開關元件的操作。同樣，在選自第三電壓組的第一電壓和第二電壓之間，執行在穩態模式中導通和截止V-相逆變器電路44的開關元件以及雙向開關元件的操作。進一步地，從圖5到圖10中也清楚地看出，每一個第一電壓和第二電壓之間的差值相比直流電源串聯電路30的正電壓Vp和負電壓Vn的大小而言是較小的。
[0223]因此，當開關元件SI到S6導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件中發生的開關損耗小。以相同方式，當雙向開關元件SI到S6導通和截止時發生的開關損耗比圖18所示的逆變器電路4的開關元件中發生的開關損耗小。
[0224]S卩，當逆變器電路42到44的控制頻率與逆變器電路4的控制頻率相同時，相比在使用圖18的逆變器電路4配置時，可減少逆變器電路42到44中的開關損耗。
[0225]具體地，優選的是交流輸出電壓Vu、Vw、和Vv分別與三相交流電源11的電壓Vr、VtjPVs同步。通過使交流輸出電壓Vu、Vw、和Vv與三相交流電源11的電壓Vr、Vt、和Vs同步，可減少施加至開關元件Ql到Q6以及雙向開關元件SI到S6的電壓。因此,可進一步減少在這些元件中發生的開關損耗。
[0226]同樣，交流輸出電壓Vu、Vw、和Vv各自在第一電壓和第二電壓之間變化。因此，施加至電抗器Lfl、Lf2、和Lf3的電壓降低。因此，流過電抗器Lfl、Lf2、和Lf3的紋波電流減少，且電抗器Lfl、Lf2、和Lf3中的損耗(主要是鐵耗)減少。因此，可減少電抗器Lfl、Lf2、和Lf3的損耗。
[0227]同時，當設置以使紋波電流的大小相等時，可減少電抗器Lfl、Lf2、和Lf3的電感值。在此情況下，可減少電抗器Lfl、Lf2、和Lf3的大小。
[0228]此外，即使在發生三相交流電源11的中斷的情況下，在控制以便於輸出交流輸出電壓Vu、Vw、和Vv時，逆變器電路42到44不需要用於檢測三相交流電源11的中斷的裝置。
[0229]同樣，在啟動模式中的每一個控制時期中，逆變器電路42到44可使得雙向開關元件SI和S2、雙向開關元件S3和S4、以及雙向開關元件S5和S6以互補方式導通和截止。此時，逆變器電路42到44執行所謂軟啟動操作，藉此，隨著時間的流逝，雙向開關元件SI的導通狀態時間、雙向開關元件S3的導通狀態時間、和雙向開關元件S5的導通狀態時間逐漸增加，且雙向開關元件S2的導通狀態時間、雙向開關元件S4的導通狀態時間、和雙向開關元件S6的導通狀態時間逐漸減少。
[0230]由於此操作，在啟動模式中施加至雙向開關元件SI到S6的電壓是三相交流電源11的電壓Vr、Vt、和Vs。因此，本實施例的逆變器電路42到44使得可減少在啟動模式中在雙向開關元件內發生的導通損耗和截止損耗。在啟動模式中，在開關元件內發生的損耗為零。
[0231]同樣，在啟動模式中在每一個控制時期，在交流輸出端子U和O之間輸出的電壓Vu的變化範圍、在交流輸出端子W和O之間輸出的電壓Vw的變化範圍、以及在交流輸出端子V和O之間輸出的電壓Vv的變化範圍是三相交流電源11的電壓Vr、Vt、和Vs的大小因此，本實施例的逆變器電路42到44使得可減少啟動模式中流過濾波器電路52的紋波電流。
[0232]附圖標記列表
[0233]I單相交流電源
[0234]11三相交流電源
[0235]2，21，22 電容器
[0236]3,31轉換器電路
[0237]30直流電源串聯電路
[0238]32三電平整流器
[0239]4，40到44逆變器電路
[0240]5,51濾波器電路
[0241]6, 61 負載
[0242]200, 210, 220 控制電路
[0243]301 到 303，401, 402 電壓檢測器
【權利要求】
1.一種逆變器電路，其特徵在於，具有第一直流電源和第二直流電源的串聯連接點作為中性端子，具有四個電壓電平作為輸入，所述四個電壓電平是以所述中性端子的電位作為基準的零電壓、所述第一直流電源的正電壓、所述第二直流電源的負電壓、和其一端連接至所述中性端子的單相交流電源的電壓，且所述逆變器電路包括: 穩態模式，其中，在向負載提供預定電壓的穩態操作過程中，在與交流輸出電壓的周期同步和異步的每一個控制時期，在第一交流輸出端子和連接至所述中性端子的第二交流輸出端子之間以互補方式輸出選自所述四個電壓電平的第一和第二電壓；和 啟動模式，其中，在將所述交流輸出電壓從零提升到預定電壓的啟動過程中，將所述四個電壓電平中的所述交流電源的電壓作為第一電壓且將所述零電壓作為第二電壓，在控制時期中的各控制時期，在所述第一交流輸出端子和第二交流輸出端子之間以互補方式輸出所述第一和第二電壓。
2.如權利要求1所述的逆變器電路，其特徵在於: 所述啟動模式中的所述交流輸出電壓是與所述交流電源的電壓同步的電壓，且基於指示將所述交流輸出電壓隨著時間的推移從零提高至預定電壓的交流電壓命令輸出。
3.如權利要求2所述的逆變器電路，其特徵在於: 所述啟動模式中每一個控制時期的輸出所述交流電源的電壓的時間是與所述交流電壓命令相對於所述交流電源的電壓的比值相對應的時間。
4.如權利要求2所述的逆變器電路，其特徵在於: 在所述啟動模式的每一個控制時期向所述第一交流輸出端子輸出的電壓的平均值等於所述交流電壓命令的平均值。
5.如權利要求1-4中任一項所述的逆變器電路，其特徵在於，包括: 開關元件串聯電路，所述開關元件串聯電路通過將連接至所述第一直流電源的正側端子的正側開關元件和連接至所述第二直流電源的負側端子的負側開關元件串聯連接而形成，所述開關元件串聯電路的串聯連接點連接至所述第一交流輸出端子； 連接在所述第一交流輸出端子和所述交流電源的第一端子之間的第一雙向開關元件；和 連接在所述第一交流輸出端子和所述中性端子之間的第二雙向開關元件，其中 在所述啟動模式的每一個控制時期，以互補方式導通和截止所述第一和第二雙向開關元件。
6.如權利要求5所述的逆變器電路，其特徵在於: 在所述啟動模式中，在所述交流電源的電壓和所述交流輸出電壓的基波成分之間的偏差落在預定範圍內之後，所述逆變器電路的操作從所述啟動模式變化至所述穩態模式。
7.—種三相逆變器電路，其特徵在於，包括兩個如權利要求6所述的逆變器電路，其中三相交流電源和三相負載使用所述兩個逆變器電路連接成Λ形。
8.—種三相逆變器電路，其特徵在於，包括三個如權利要求6所述的逆變器電路，其中三相交流電源和三相負載使用所述三個逆變器電路連接成Y形。
【文檔編號】H02M7/483GK103503297SQ201280003271
【公開日】2014年1月8日 申請日期:2012年5月23日 優先權日:2012年4月19日
【發明者】坂野正太郎, 藤田悟 申請人:富士電機株式會社