一種衛星用高效率軟開關電源變換器的製作方法
2023-04-22 20:30:11
本發明涉及一種衛星用高效率軟開關電源變換器。
背景技術：
隨著衛星平臺數位化的推進，低壓大功率電源漸成衛星平臺主要需求。傳統的硬開關DC-DC拓撲模塊，電源轉換效率較低，增加了衛星平臺熱源損耗，這對可靠性要求較高的宇航衛星是難以接受的。因此，採用宇航常用高質量等級器件實現電源變換軟開關，降低開關損耗，較大幅度提高開關電源轉換效率，改善衛星平臺熱工作環境是很有意義的。
技術實現要素：
為解決上述技術問題，本發明提供了一種衛星用高效率軟開關電源變換器，該衛星用高效率軟開關電源變換器通過
本發明通過以下技術方案得以實現。
本發明提供的一種衛星用高效率軟開關電源變換器；包括主開關電路、整流電路、開關管驅動電路、磁芯鉗位復位電路，所述開關管驅動電路包括驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C，驅動器UC1710C的3腳連接在二極體D7和二極體D8的正極，二極體D8和二極體D7負極分別連接至驅動器UC1710A和驅動器UC1710B的1腳，驅動器UC1710C的8腳與脈衝控制器的11腳和14腳連接，驅動器UC1710C的8腳與脈衝控制器的11腳之間還連接有二極體D6和D5，所述UC1710A和驅動器UC1710B的3腳分別連接在電容C4、電容C8上，電容C4電容C8分別與變壓器T2、變壓器T3的初級側首端連接，UC1710A和驅動器UC1710B的8腳分別與電容C5、電容C10連接，電容C5、電容C10分別連接在變壓器T2、變壓器T3初級側的末端，所述驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C的4腳和5腳均接入公共電源端VCC，驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C的8腳、2腳和7腳均接入公共接地端GND1，所述脈衝控制器U1的11腳和14腳、變壓器T2和變壓器T3的次級側末端接入接地端GND1。
所述主開關電路包括變壓器T1，變壓器T1的初級側末端依次連接電感Le、主開關管V1、電源輸入負端Vin-,變壓器T1初級側首端與電源輸入正極Vin+連接，變壓器T1初級側首端和末端之間還並聯有磁芯鉗位復位電路，變壓器T1的次級側首端依次與整流管V3的柵極、整流管V4的漏極連接，T1的次級側末端依次與整流管V3的漏極、柵極、整流管V4的漏極連接，整流管V3和整流管V4分別並聯有體二極體D3和體二極體D4，所述變壓器T1後端連接輸出濾波電路。
所述二極體D7和二極體D8後端還分別連接有電容C3和電容C7並接入接地端GND1。
所述二極體D7和二極體D8分別並聯有電阻R6和電阻R5。
所述變壓器T2次級側還連接有由電容C6、二極體D9、電阻R9構成的緩衝電路，電阻R9的一端接入開關管V1另一端接地，變壓器T3次級側還連接有由電容C9、二極體D10、電阻R10構成的緩衝電路，電阻R10的兩端均接入磁芯鉗位復位電路。
本發明的有益效果在於：通過UC1710驅動變壓器反相形成波形驅動主功率開關，在通過UC1710驅動鉗位開關管實現鉗位錯相延時驅動。本變換器相對於硬開關的電源轉換效率提升了6.8％，。該電路結構具有高效率的優點，適用於宇航衛星用低壓大功率電源的需求。
附圖說明
圖1是本發明電路圖；
圖2是本發明的開關模態；
圖3是本發明的控制電路波形圖；
具體實施方式
下面進一步描述本發明的技術方案，但要求保護的範圍並不局限於所述。
如圖1所示的一種衛星用高效率軟開關電源變換器；包括主開關電路、整流電路、開關管驅動電路、磁芯鉗位復位電路，所述開關管驅動電路包括驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C，驅動器UC1710C的3腳連接在二極體D7和二極體D8的正極，二極體D8和二極體D7負極分別連接至驅動器UC1710A和驅動器UC1710B的1腳，驅動器UC1710C的8腳與脈衝控制器的11腳和14腳連接，驅動器UC1710C的8腳與脈衝控制器的11腳之間還連接有二極體D6和D5，所述UC1710A和驅動器UC1710B的3腳分別連接在電容C4、電容C8上，電容C4和電容C8分別與變壓器T2、變壓器T3的初級側首端連接，UC1710A和驅動器UC1710B的8腳分別與電容C5、電容C10連接，電容C5、電容C10分別連接在變壓器T2、變壓器T3初級側的末端，所述驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C的4腳和5腳均接入公共電源端VCC，驅動器UC1710A、驅動器UC1710B、驅動器UC1710C的8腳、2腳和7腳均接入公共接地端GND1，所述脈衝控制器U1的11腳和14腳、變壓器T2和變壓器T3的次級側末端接入接地端GND1。
所述主開關電路包括變壓器T1，變壓器T1的初級側末端依次連接電感Le、主開關管V1、電源輸入負端Vin-,變壓器T1初級側首端與電源輸入正極Vin+連接，變壓器T1初級側首端和末端之間還並聯有磁芯鉗位復位電路，變壓器T1的次級側首端依次與整流管V3的漏極、柵極、整流管V4的漏極連接，T1的次級側末端依次與整流管V3的漏極、柵極、整流管V4的柵極連接，整流管V3和整流管V4分別並聯有體二極體D3和體二極體D4，所述變壓器T1後端連接輸出濾波電路。
所述二極體D7和二極體D8後端還分別連接有電容C3和電容C7並接入接地端GND1。
所述二極體D7和二極體D8分別並聯有電阻R6和電阻R5。
所述變壓器T2次級側還連接有由電容C6、二極體D9、電阻R9構成的緩衝電路，電阻R9的一端接入開關管V1另一端接地，變壓器T3次級側還連接有由電容C9、二極體D10、電阻R10構成的緩衝電路，電阻R10的兩端均接入磁芯鉗位復位電路。
本電源變換器利用變壓器勵磁電感Lm、漏感Le與開關管輸出電容Coss，鉗位電容Cr以及其他寄生參數構成諧振迴路，採用諧振變流方式，使場效應管MOSFET在開關時，VDS處於近零狀態，以實現軟開關功能，達到提升電源轉換效率的效果。
本發明的工作過程如下：
為方便分析，將該軟開關模式在一個周期TS中分解為六種開關模態，其穩態波形如圖2所示。
開關模態1[t0，t1]
t0時刻，主開關管V1開通，鉗位管V2關斷，同步整流管V3驅動電壓為正而導通，變壓器的原邊電壓為輸入電壓Vin，變壓器向副邊傳遞能量，同時激磁電感Lm線性充電，勵磁電流im從im－開始線性上升。
開關模態2[t1，t2]
在t1時刻，主開關管V1關斷，同步整流管V3驅動電壓隨之變負而關斷，其體二極體D3續流，折算到變壓器原邊的負載電流I0/K和勵磁電流im給結電容C1即主開關管輸出電容Coss充電，C2通過Cr線性放電。電容C1兩端的電壓即主開關管V1漏源間的電壓Vds1很快上升到輸入電壓Vin。由於C1限制了主開關管V1上的電壓上升率，因此V1是零電壓關斷的。
開關模態3[t2，t3]
t2時刻，電容C1兩端的電壓Vds1等於輸入電壓Vin，過了這一刻，加在變壓器原邊繞組的電壓為負向電壓，V3體二極體D3反偏關斷，V4導通，負載電流經過V4續流，變壓器不向負載傳送能量，原邊電流只含勵磁電流。勵磁電感Lm與結電容C1串聯諧振，勵磁電流從im(+)開始減小，結電容C1兩端電壓繼續上升。
開關模態4[t3，t4]
t3時刻，結電容C1兩端電壓Vds1上升至鉗位電容Cr兩端電壓Vcr，C2通過Cr放電至零。過了這一時刻，鉗位管V2的體二極體D2因正偏而導通，變壓器的激磁電感Lm、鉗位電容Cr和結電容C1、C2三者之間發生諧振。同時變壓器的激磁電流im反向，Cr以電壓Vcr-Vin使變壓器的磁路得以復位。由於體二極體D2的導通，將鉗位開關管V2的電壓鉗在零位，因此V2是零電壓導通。t4時刻，關斷V2，該模態結束。由於鉗位電容和結電容的存在，V2是零電壓關斷。
開關模態5[t4，t5]
V2關斷後，勵磁電流流過結電容C1、C2，C1開始放電，C2開始充電，勵磁電流繼續反向增加。該模態結束時，變壓器二次側電壓為零，同步整流管V4關斷，其體二極體D4繼續續流。
開關模態6[t5，t6]
在此開關模態中，結電容C1電壓有繼續下降的趨勢。此時原邊繞組電壓將會為正，使V3體二極體D3導通。由於原邊電流很小，不足以提供負載電流，因此V4體二極體D4繼續導通。在t6時刻，主開關管V1開通，開始下一個工作周期。
由以上分析可知，只要合理控制功率開關管V1與鉗位開關管V2驅動信號延遲時間，選取合適的LC振蕩參數，就能實現鉗位開關管的零電壓開關和主開關管的零電壓關斷和低電壓開通，減小了開關損耗，從而提升整體轉換效率。
由圖2可以知道，為實現開關管V1與V2錯相延時，對SG1525輸出波形進行控制。首先，SG1525AJ輸出的兩路相位相差180°的方波通過二極體D5、D6整流後形成一路佔空比大於50％的方波脈衝，通過調整SG1525AJ的死區電阻控制該方波最大佔空比不大於70％，波形如圖3中「U1SG1525」。
「U1 1525」方波輸入UC1710C。UC1710C在電路中的作用僅為低電平放電，其輸出波形跟隨「U1 1525」，波形如圖3中「N2 1710-3」。
「N2 1710-3」方波輸入UC1710A、UC1710B，由於D8/C3、D7/C7器件特性，當「N2 1710-3」為高電平時，因C3充電比C7慢，UC1710A的1腳滯後於UC1710B的1腳達到高電平；當「N2 1710-3」為低電平時，因C3放電比C7快，UC1710A的1腳快於UC1710B的1腳達到低電平；這就使UC1710A、UC1710B的輸出端3腳波形產生相位差，波形分別如圖3中的「N3 1710-3」、「N4 1710-3」。
「N3 1710-3」波形通過驅動變壓器T2反相後形成圖3中「G1」波形，該波形驅動主功率開關管；「N4 1710-3」波形通過驅動變壓器T3同相後形成圖3中「G2」波形，該波形驅動鉗位開關管。最終實現鉗位錯相延時驅動。