基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置製造方法
2023-05-24 07:18:06 2
基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置製造方法
【專利摘要】本實用新型公開了一種基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置，其特點是該裝置是採用一種具備輸出反饋形式的新型變結構控制器設計多通道附加控制裝置，能夠同時抑制次同步振蕩和低頻振蕩。將發電機轉速信號根據最小二乘-旋轉不變（TLS-ESPRIT)算法對系統振蕩特性分析的結果劃分為各類頻段，各頻段所對應的通道單獨設計新型變結構控制器，進而分別為不同頻段的低頻振蕩和次同步振蕩提供合適的阻尼。該裝置不僅高效易行，而且在高壓直流輸電領域首次將變結構控制方法引用到多通道控制器設計中，實現了同時抑制低頻振蕩和次同步振蕩的功倉巨。
【專利說明】基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置
【技術領域】
[0001]本實用新型涉及一種基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置，屬於高壓直流輸電領域。
【背景技術】
[0002]在智能互動電網的背景下，強交流與強直流並存已成為「三華」特高壓同步電網的必然選擇。目前，形成了電力系統送端多直流落點局面。這種特殊的系統由若干個大型電廠與送端換流站群聯接構成，極有可能孤島運行。在孤島運行方式下，高壓直流(HVDC)的快速控制引起次同步振蕩的風險增加，並能伴隨因發電機轉子間阻尼不足而引起的低頻振蕩。兩種不同性質振蕩的相互作用，一旦控制不當，就會惡化系統阻尼，甚至造成孤島系統的崩潰(胡云花，趙書強，馬燕峰，等.電力系統低頻振蕩和次同步振蕩統一模型阻尼分析[J].電力自動化設備，2005, 25 (7):6-11.)。基於數學模型的嚴格控制理論方法應用於電網實際工程時，複雜拓撲和多變工況的存在，增加了系統建模的難度。因此，利用辨識方法通過非線性時域仿真或現場測量數據直接導出簡單的、精確的系統低階線性化模型，單獨針對次同步振蕩或低頻振蕩設計直流附加控制器(武凌雲，李興源，楊煜，等.基於Prony辨識的次同步阻尼控制器研究[J].電力自動化設備，2007，27 (9):12-17.)。同時抑制次同步振蕩和低頻振蕩的多通道直流附加阻尼控制裝置已經得到了研究(趙睿，李興源，劉天琪等.抑制次同步和低頻振蕩的多通道直流附加阻尼控制器設計[J]，電力自動化設備，34(3):89-92)，但是從未有過將變結構控制方法應用到各個通道，實現同時抑制低頻振蕩和次同步振蕩的裝置。而採用變結構設計方法既能增加控制器的穩定裕度，又能對實際大電網的複雜多變性具有較強的適應性，因此為了進一步改善對系統各種振蕩模式的控制效果，設計基於變結構控制理論的高壓直流輸電多通道附加控制裝置。
【發明內容】
[0003]本實用新型的目的是針對現有技術不足而提供一種基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置，其特點是採用變結構控制裝置設計多通道直流附加阻尼控制器，降低振蕩模式間的相互影響，進而分別為不同頻段的次同步振蕩和低頻振蕩提供合適的阻尼，能夠同時抑制次同步和低頻振蕩。
[0004]本實用新型的目的由以下技術措施實現:
[0005]基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置，其特點是該裝置含有次同步振蕩的抑制通道和低頻振蕩的抑制通道的多通道結構，次同步振蕩的抑制通道是由合理整定的帶通濾波器1、2……n，、變結構控制裝置1、2……n，和限幅環節1、2……n，串聯而成，以實現抑制次同步振蕩的功能。低頻振蕩的抑制通道L是由合理整定的帶通濾波器L、變結構控制裝置L和限幅環節L串聯而成，以實現抑制低頻振蕩的功能。
[0006]I)帶通濾波器
[0007]帶通濾波器為巴特沃茲(Butterworth)濾波器,其參數根據以下步驟整定:
[0008](I)通過最小二乘-旋轉不變(TLS-ESPRIT)算法對系統振蕩特性進行分析，確定需要抑制的次同步和低頻振蕩的振蕩模式；
[0009](2)根據步驟I分析的振蕩模式確定直流附加阻尼控制器中各通道濾波器的帶寬，從而抑制振蕩模式間的相互影響，避免控制器抑制次同步振蕩和低頻振蕩時，可能對某個模式提供正阻尼，而對另一模式卻提供負阻尼，甚至激發新的振蕩模式，並分別對不同的振蕩模式提供阻尼；
[0010]2)變結構控制裝置
[0011]變結構控制裝置(IV )和變結構控制裝置L( IV )採用輸出反饋形式，其結構為:
DKsn+Dn ,Sm l+.,,DiS+ D0
[0013]其中，KM, Km^1-K0, Dn, DwDci為使用變結構控制方法設計得到的變結構控制裝置的參數，s為復變量；
[0014]變結構控制裝置設計的基本流程是基於TLS-ESPRIT算法辨識出系統的低階模型，結合變結構控制原理，根據系統開環傳遞函數的根軌跡圖，與二次型性能指標的最優控制法結合，求得變結構控制的切換函數，設計含虛擬狀態變量的附加控制器，最後引入狀態觀測器，消除虛擬狀態變量，實現輸出反饋形式的HVDC變結構控制裝置。
[0015]本實用新型具有如下優點:
[0016]基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置是將轉速信號根據系統次同步和低頻振蕩特性分析的結果劃分為次同步頻段和低頻頻段，各頻段所對應的通道均可單獨設計的變結構控制器，該控制器採用輸出反饋，結合變結構控制抗擾性的優點，進而分別為低頻振蕩和次同步振蕩提供合適的阻尼。該方法不僅高效易行，而且，利用變結構控制理論結合多通道設計思路同時抑制低頻振蕩和次同步振蕩裝置的設計尚屬首次。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0017]圖1為系統拓撲結構。
[0018]圖2為多通道直流附加變結構控制器結構。
[0019]圖3為第I種擾動下1.5Hz以下低頻振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前後的轉子角速度圖。
[0020]圖4a為第I種擾動下13.4Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前的轉子角速度圖。
[0021]圖4b為第I種擾動下13.4Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器後的轉子角速度圖。
[0022]圖5a為第I種擾動下24.5Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前的轉子角速度圖。
[0023]圖5b為第I種擾動下24.5Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器後的轉子角速度圖。
[0024]圖6為第2種擾動下1.5Hz以下低頻振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前後的轉子角速度圖。
[0025]圖7a為第2種擾動下13.4Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前的轉子角速度圖。
[0026]圖7b為第2種擾動下13.4Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器後的轉子角速度圖。
[0027]圖8a為第2種擾動下24.5Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器前的轉子角速度圖。
[0028]圖Sb為第2種擾動下24.5Hz次同步振蕩部分投入多通道直流附加變結構控制器後的轉子角速度圖。
[0029]圖9為傳統PID控制器結構。
[0030]圖1Oa為第I種擾動下投入多通道直流附加變結構控制器前的I號機轉子角速度圖。
[0031]圖1Ob為第I種擾動下投入傳統PID控制器後的I號機轉子角速度圖。
[0032]圖1Oc為第I種擾動下投入多通道直流附加變結構控制器後的I號機轉子角速度圖。
[0033]圖1la為第2種擾動下投入多通道直流附加變結構控制器前的I號機轉子角速度圖。
[0034]圖1lb為第2種擾動下投入傳統PID控制器後的I號機轉子角速度圖。
[0035]圖1lc為第2種擾動下投入多通道直流附加變結構控制器後的I號機轉子角速度圖。
【具體實施方式】
[0036]下面通過實施例對本實用新型進行具體的描述，有必要在此指出的是本實施例只用於對本實用新型進行進一步說明，不能理解為對本實用新型保護範圍的限制，該領域的技術熟練人員可以根據上述實用新型的內容作出一些非本質的改進和調整。
[0037]實施例:
[0038]如圖1所示，基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置包括次同步振蕩的抑制通道I和低頻振蕩的抑制通道II，次同步振蕩的抑制通道I是由合理整定的帶通濾波器
1、2……n，II1、變結構控制裝置1、2……n，IV和限幅環節1、2……n，V串聯而成，以實現抑制次同步振蕩的功能。低頻振蕩的抑制通道II是由合理整定的帶通濾波器L II1、變結構控制裝置L IV和限幅環節L V串聯而成，以實現抑制低頻振蕩的功能。
[0039]一、帶通濾波器
[0040]根據步驟I分析的振蕩模式確定直流附加阻尼控制器中各通道濾波器的帶寬，從而抑制振蕩模式間的相互影響，避免控制器抑制次同步振蕩和低頻振蕩時，可能對某個模式提供正阻尼，而對另一模式卻提供負阻尼，甚至激發新的振蕩模式，並分別對不同的振蕩模式提供阻尼。控制器的帶通濾波器為Butterworth濾波器。
[0041]二、變結構控制裝置
[0042]變結構控制裝置設計的基本流程:基於TLS-ESPRIT算法辨識出系統的低階模型，結合變結構控制原理，根據系統開環傳遞函數的根軌跡圖，與二次型性能指標的最優控制法結合，求得變結構控制的切換函數，設計含虛擬狀態變量的附加控制器，最後引入狀態觀測器，消除虛擬狀態變量，實現輸出反饋形式的HVDC變結構控制器。
[0043]變結構控制裝置具體算法為:
[0044]考慮普通的控制系統:
[0045]Χ = ΑΧ+Β?(I)
Y=CX+DU
[0046]式中X為狀態變量，Y為輸出變量，U為控制變量，A、B、C、D為系統參數。
[0047]定義變化矩陣T為
[0048]T = MW
[0049]式中:T為可控性矩陣丨n]|，W為
I O11 j …aI I
αη-2 βη'1 …I O
Y W T***?Λ
[0050]W =: ； ；::
O1 I …O O
_ I 0...0 0_
[0051]式中=Bi是特徵多項式 I s1-Al= S1Va1Sn-1+...+an_lS+an 的係數。用X = Ti定義一個新的狀態變量i?將方程(I)改寫為
[0052]X = T-1ATx + T4BU(2)
[0053]式中:
"O I 0...0 "
O O I …O
[0054]T4AT= ! ； !:!
O O 0...1
—a「 -an_2...-α,_
[0055]iT1B = [0 0...0]τ1
[0056]方程(2)將原控制系統轉化成可控標準型。經轉換之後的系統開環傳遞函數不發生變化，因此可以在可控標準模型中設計控制器，降低控制器設計難度。
[0057]將控制系統變換成可控標準型，然後將式(2)表示的狀態方程寫成下述形式:
[0058][;.|=[:° AiIx1H!!11(3)
_ AI1 J 1Λ21 Α22」1_Λ1Ι」L1J
[0059]式中-X1 = [X1, X2...xn_JT, X11 = xn, U 為附加控制。
[0060]首先設計滑模平面外的運動，取指數趨近率能保證系統在較短的時間內到達滑動模態。
[0061]定義變結構控制器切換函數
[0062]s (X) = C11XfX11
[0063]在滑模平面上，切換函數滿足
[0064]
S(妗，? ,
[0065]即
[0066]X11 = -C11X1(4)
[0067]將式⑷代入式(3)得
[0068]X1=(A11-A12C11)X1(5)
[0069]X11 = (A21 - A22C11 )X, + U(6)
[0070]合理選擇切換函數可以使X1在較短的時間內回復到期望值，目前常用的方法有二次型性能指標最優法以及極點配置法。使用二次型性能指標最優控制來求取切換函數:
[0071]式(5)可以轉換成式(7)表示的負反饋增益控制形式。
X1 =A11X1+AnU
[0072]1 uJ(7)
Ii =: - CnX1
[0073]定義優化性能指標為
[0074]/ = f (X/QX,十ufRu)^(8)
Jo
[0075]式中:Q為正定實對稱矩陣，R為實對稱矩陣。由式(7)知，u = -C11X1，代入式⑶，得
[0076]J= I X,r(Q+C,,rRC,,)Xirfi('■))
[0077]令X/CQ+ C/RCJX, =--^(X1rPX1)? P 為正定矩陣，於是得到
at
X,r(Q^ClliRCll)X1 = -X/.PX, -XirP文，
[0078]=^X1rKA11 -AuCnfP +
P(A11^A12C11)JX1
[0079]上式對任意X1都成立，於是得到
—(Q + CllrRCll) = (A11 -A12C11)7" P +
[0080]ιν 11 1 11 12 u (10)
P(A11-AuC11)
[0081]由於R是實對稱矩陣，可以寫為R = ZTZ，Z為非奇異矩陣，式(10)可以寫為
[0082]AnTP+PAn+ [ZCn- (Zt) ^1A12P] t
[0083][ZC11-(Zt) ^1A12P] -PA12R_1A12tP+Q = O
[0084]求J對C11的極小值，即求下式對C11的極小值(Katsuhiko Ogata.Modern ControlEngineering[Μ].New Jersey:Prentice Hall,2010):
[0085]Xj [ZC11- (Zt) -1A12P] t [ZC11-(Zt) -1A12P] X1
[0086]若且唯若ZC11 = (Zt)4A12P,才出現極小值。因此，
[0087]C11 = T1 (Zt) ^1A12P = R^1A12P(11)
[0088]式中:P為退化矩陣裡卡蒂方程AnTp+PA+PAuIT^/P+Q = O的解。
[0089]式(11)給出了最佳矩陣C11,進而得到C = [C11 I]。
[0090]取指數趨近率，此時
[0091]i(x) = -fa(.T)(12)
[0092]即
_ _ I Au A,， Xi
[0093][C11 I] 11 12 1 +U=-fe
I A A Y
LaII aIIJ L^II ^
[0094]解得
U = ^fa-C11A11X1 —C?A,,X? —
[0095](13)
L 」\ \..…Λ V^ }
^%2ΙΛ? ^22λΠ
[0096]將s(x) = C11XfX11 代入(13)得
U = (^tC11-C1ArAil)Xf +
[0097]^ A(14)
(-CltAn A22 人)Xh
[0098]式(14)推導的控制律用狀態變量表示，為解決實際系統部分狀態變量無法測量的問題，設計觀測器，將觀測器狀態文-->用於反饋。觀測器的數學模型包括一個含有估計誤差的附加項，以便用來補償系統參數的不精確以及初始誤差造成的影響。引入觀測器增益矩陣，定義觀測器的數學模型為
X=AX + BU + K (Y—Cf)
[0099]?(15)......(Λ K(,C)\ , IiU.l< \
[0100]式中屯為觀測器增益矩陣，決定了觀測器狀態變量趨近實際狀態變量的速度，可以使用極點配置法結合系統根軌跡圖進行求解和優化。
[0101]為使推導步驟更加直觀，不妨將式(15)簡寫為
[0102]U = -K11X1-K12X11 = -KX
[0103]首先假設該控制對象完全可觀測，上式變化為
[0104]U = -KX(16)
[0105]將式(16)代入(15)，得到
[0106]^ = (A-KeC-BK)X+ KeY(17)
[0107]取拉普拉斯變換，設初始值為零，對&(S)求解，可得
[0108]X(s) = (sl-A+KeC+MKyiK Y(.S)(18)
[0109]將式(16)代入(18)得到使用輸出反饋表示的控制率:
[0110]U(,v) = -K(.vl-A4-K11C^BK) iKllY1-'')(19)
[0111]由式(14)可知，式中:
[0112]K= [kCn+CnAn+A21 CnA12+A22+k]
[0113]三、實際模型仿真
[0114]1.系統振蕩特性分析
[0115]系統拓撲結構圖如圖2所示，利用TLS-ESPRIT算法辨識系統的次同步振蕩和低頻振蕩模式，結果如表I所示。
[0116]表I系統振蕩模式
[0117]_振蕩頻率(Hz)_阻尼比(％)_
0.737 2.05
1.208 5.98
13.4 0.0557
_24S_0.105_
[0118]由表I可知，發電機次同步振蕩與低頻振蕩並存。13.4Hz和24.5Hz的次同步振蕩模式，阻尼比接近零。0.737Hz與1.208Hz的低頻振蕩模式均屬於弱阻尼振蕩模式。
[0119]2.系統降階模型辨識
[0120]各通道加設濾波器，利用TLS-ESPRIT算法對三種振蕩模式的模型分別進行辨識。其中辨識出24.5Hz和13.4Hz次同步振蕩模式的傳遞函數依次為:
— -0.02333/ + 2.1?5-433.1 / +2,45c04s3
「 ? I^/+π.89/ +2.136c04 / +1.68c05.r5 + 1.513c08.r
[0121],
-1.68c06s^+4.259c07s
_ 0.03239./-8.598s7+2502./-5.946e055s —
2W ^ 58+6,509λ.7 +9.543c04s.6 +4.662c05s5+
[0122] , , ,
6,424d)7/-1.37el0.r1 十5.487e! 1.r-1.053c014y
3.414e05/+Ll Be1s3+5.428el3A-2+8.856el3A'+3.236ei7
[0123]辨識出的低頻振蕩模式傳遞函數為:
—0.06768s8-1.082s7+ 5.905/+229.4 Ss
「? im ^ 一s8 +5.26?7 +146.1/ +542.7s5十—
[0124].,,
+ 175.9.Γ+1.314c0%3-1.786c04.r+1.84cQ4 s
6942s4+1,622c0%3+1.238c05,r +1.483c05s+6,926c05
[0125]3.利用變結構控制理論設計各通道控制器
[0126]根據表I的分析，分別通過變結構控制理論設計對應13.4Hz的次同步振蕩模式、24.5Hz的次同步振蕩模式、1.0Hz以下的低頻振蕩模式與的控制器分別為:
【 -128(k5 — 1.827c4.y4 — I JSAcdls^ 3.38c8.r ^ 5.953c Ifty — 1.413el 20127 rl —.V6 + 252.6.V513.278c0%41 1.6420653H 丨.175d)8.s.2H 5.742c&v + 丨.388d)9
r ?2662/H 7.03c004s.^ 1.307c08 λ*34 丨,％8c(?sh 1,598c 12s + 6.535c 12
[0128]K ,=—-
Λ S6 +862.6 /h 3.429c05.v^ 5329c07.v^ 8.25ic0%^ 7.163c I Li+ 2.838c12
r ? ? 4.967/4 7.688 344.4/-290.2,?2 4 4061 λ.-33.68
[0129]K =--
r / 十 15.67.V54 180.7 /4 I 5/ η 1101 s: — 507.4.ν + 4.127
[0130]4.準確性驗證
[0131]通過變結構控制理論設計出控制器後，對系統進行數字仿真。數字仿真的擾動方式為:l)2s時刻，系統受到一個擾動，該擾動使得整流側換流站I定電流控制器的電流整定值由lp.u減小至0.98p.u ;2)2s時刻,逆變側換流站2母線處發生單相短路接地故障,0.1s後故障消失(瞬時故障)。根據系統特點和控制目標，選取#1電廠機組進行觀測。
[0132]以上兩種擾動下，配置多通道直流附加變結構控制器前後，#1電廠中I號發電機的轉子角速度差各頻段分別抑制的效果如圖3-圖8所示。
[0133]5.魯棒性驗證
[0134]設計出傳統PID控制器如圖9所示，並與多通道直流附加變結構控制器相比較。在相同的以上兩種擾動下，變結構控制器與傳統PID控制器對於I號機轉子角速度的控制效果如圖10-圖11所示。
[0135]仿真結果表明，控制器不僅有效抑制了 24.5Hz和13.4Hz的次同步振蕩頻率，而且增大了低頻振蕩模式的阻尼。因此，該控制器能夠實現同時抑制低頻和次同步振蕩的功能，並且有效隔離控制器各通道的相互作用。同時，雖然傳統PID控制器雖也具有一定控制作用，但是由於機端轉速包含有多種振蕩模式，傳統PID控制器對於各振蕩模式不能精確抑制，其總體控制效果不如多通道變結構控制器，基於變結構控制理論的多通道變結構控制器對於系統攝動不敏感，因此在系統模型發生變化時仍能具有良好的控制效果。
[0136]本實用新型提出了一種基於變結構控制方法的高壓直流多通道附加阻尼控制裝置。然後在PSCAD/EMTDC電磁暫態仿真程序中建立了仿真模型對所提出的直流輸電附加阻尼控制裝置的有效性進行了驗證。實施例表明，基於變結構控制方法的高壓直流多通道附加阻尼控制裝置對低頻振蕩和次同步振蕩都具有較好的抑制效果。
【權利要求】
1.一種基於變結構的多通道直流附加阻尼控制裝置，其特徵在於該裝置含有次同步振蕩的抑制通道(I )和低頻振蕩的抑制通道(II )的多通道結構，次同步振蕩的抑制通道(I )是由帶通濾波器1、2……n，(111)、變結構控制裝置1、2……n，( IV )和限幅環節1、2……n，( V )串聯而成，以實現抑制次同步振蕩的功能；低頻振蕩的抑制通道L( II )是帶通濾波器L(III)、變結構控制裝置L(IV)和限幅環節L( V )串聯而成，以實現抑制低頻振蕩的功能； 1)帶通濾波器 帶通濾波器為巴特沃茲(Butterworth)濾波器； 2)變結構控制裝置 變結構控制裝置(IV )和變結構控制裝置L( IV )採用輸出反饋形式，其結構為:
KMsm + Km /'^+...+ K1S +K0
Dns" + Dn^1S1' 1 + …D1S + D0 其中，KM, Km^1-K0, Dn, DwDci為使用變結構控制方法設計得到的變結構控制裝置的參數，s為復變量。
【文檔編號】H02J3/36GK204030620SQ201420356142
【公開日】2014年12月17日 申請日期:2014年6月30日 優先權日:2014年6月30日
【發明者】劉天琪, 付偉, 李興源, 趙睿, 李保宏, 郭小江, 王渝紅, 孫玉嬌, 郭強, 張玉紅 申請人:四川大學