補償方法、補償式調節器和電子電路的製作方法

2023-04-24 21:56:21

專利名稱：補償方法、補償式調節器和電子電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及線性調節器電路，並且，更具體地，涉及關於當用在汽車應用中時十分有用的具有穩定補償電路和方法的線性調節器電路。
背景技術：
在圖1中示出了用於汽車應用中的傳統調節器集成電路100。在典型實施例中，電晶體M1和M2是5VNMOS設備，電晶體M4和M5是HV-NDMOS設備，並且電晶體M3和M6是HV-PMOS設備。電晶體Q1和Q2是雙極性電晶體。在節點102處施加一個外部的14.4V電池電壓，在節點104處施加一個內部的5V電池電壓，並且在節點106處施加一個帶隙電壓VBG。在該反饋迴路中使用運算放大器或gm級108。如圖所示，該調節器100的輸出驅動該輸出負載。
在圖1中所示電路的上述調節器迴路中，有三個極點和兩個零點，它們是對穩定性的主要影響如下所列P0＝Req3*Co；P1＝Req1*Cc；P2＝Req2*Ceq；Z0＝ESR*Co； Z1＝Rc*Cc。
其中Co輸出電容，Cc內部補償電容，CeqM6的柵節點上的等效電容，ESRCo的等效串聯電阻，Req1gm級的輸出電阻，Req2M6的柵節點上的等效電阻，以及Req3在該調節器輸出節點的等效電阻。
圖1中所示的低壓降調節器100存在的問題是不同的負載電流會引起不同的Idr1和Idr2電流。對於不同的負載電流，等效電阻Req2和Req3也不同，由此極點P0和P2會令人所不希望地變化。
在實際的設計中，零點Z1通常是常量並且用於抵消極點P2。極點P0和P1是主要極點，然而P1是常量而P0是變量。因此，如果在輕負載的狀態下Z1＝P2，那麼調節器100就會在重負載的狀態下傾向於過度補償。這是由於當Z1頻率十分低時，極點P2和P0在重負載的狀態下比在輕負載狀態下頻率大得多。如果在重負載的狀態下Z1＝P2，那麼調節器100就會在輕負載的狀態下傾向於補償不足，因為當Z1很高時，極點P2和P0在輕負載比在重負載頻率更低。所以，為了避免過度補償或補償不足的更進一步惡化，穩定的調節器要求上述輸出電容器的電容和ESR應該在一個很有限的範圍內。
因此，我們想獲得的是一鍾低壓降調節器，該調節器可以容易地被補償而沒有任何存在於現有技術調節器中諸如負載電流靈敏度和要求有限輸出電容範圍之類的缺點。

發明內容
一種用於汽車和其它應用中的補償式調節器，該補償式調節器包含跨導級，具有用於接收參考電壓的正輸入端、負輸入端和輸出端；可調節補償塊，耦合到上述跨導級的輸出端和地之間；反饋電路，具有耦合到上述補償式調節器輸出端的第一節點，耦合到上述跨導級負輸入端的第二節點，和耦合到地面第三節點；以及驅動級，具有耦合到上述跨導級輸出端的輸入端，耦合到上述補償式調節器輸出端的電流輸出端，和耦合到上述可調節補償塊的感測輸出端。


通過參考下列附圖所採用的優選實施例的下面描述，本發明如前所述的特徵及其他特徵和目標以及實現它們的方法會變得更加容易理解，其中圖1是根據現有技術用於汽車應用的傳統調節器的示意圖；圖2是根據本發明使用該補償電路和方法的調節器的示意圖；圖3是Req2和Rzero相對於本發明補償式調節器的負載電流的曲線圖；圖4是Rzero和Req2的比值相對於本發明補償式調節器的負載電流的曲線圖；圖5是P2和Z1的比值相對於本發明補償式調節器的負載電流的曲線圖；圖6是根據本發明的具有輸出電容＝0.1uF和ESR＝0歐姆的調節的輸出電壓和負載瞬變過程的曲線圖；
圖7是根據本發明的具有輸出cap＝0.1uF和ESR＝30歐姆的調節的輸出電壓和負載瞬變過程的曲線圖；圖8是根據本發明的具有輸出cap＝100uF和ESR＝0歐姆的調節的輸出電壓和負載瞬變過程的曲線圖；以及圖9是根據本發明的具有輸出cap＝100uF和ERS＝30歐姆的調節的輸出電壓和負載瞬變過程的曲線圖；具體實施方式
根據本發明，在圖2中所示的上述補償方法和電路200迫使零點Z1和極點P2對該負載電流(noad)基本上具有相同的依賴。
參見圖2，內部零點Z1被定義為Z1＝Rzero×Cc＝(Rc+(Rp‖RonM8))×Cc………………(1)電晶體M6和M7的面積比為n∶1，電晶體M8和M9的面積比為1∶1。在低靜態電流(Iq)調節器中，電阻R1和R2是非常大的，因此Ids_M6≈Iload。緩衝器210用於迫使Vgs_M8＝Vgs_M9。電晶體M8通常在上述三極體區域內操作，電晶體M9通常在飽和區操作，因此RonM8=1gm9=12km8Iloadn---(2)]]>在重負載的狀態下，RonM8具有千歐姆級，但是在輕負載的狀態下，RonM8具有10兆歐姆級。為了讓上述內部零點的補償電阻能夠從輕負載狀態平穩地過渡到重負載狀態下，使用了電阻Rc和Rp。電阻Rc具有10千歐姆級，電阻Rp具有100千歐姆級。因此，從輕負載狀態到重負載狀態，上述內部零點的補償電阻從100千歐姆級變化到10千歐姆級並且隨著上述負載電流(Iload)的平方根而變化。電容Cc具有10pf級並且基本上不會隨著操作狀態而變化。因此，零點Z1還隨上述負載電流(ILoad)的平方根而變化。
根據圖2，也可以確定極點P2P2＝Req2×Ceq………………(3)電容Ceq是在上述功率電晶體M6的柵節點上的等效總電容，它主要來自電晶體M6的柵極電容並且不隨操作狀態而變化。假設上述電晶體M1和M2的面積比是1∶1，則Idr1＝Idr2＝Idr。電阻R4具有千歐姆級，電阻R3具有100千歐姆級。電阻R3相當大且為了簡化計算可以被忽略，所以
Req2=VtIlow+Idr+R4+RonM3npn=VtIlow+Idr+1npn2kM3Idr+R4npn---(4)]]>Idr×R4+VgsM3＝VgsM6…………………(5)電晶體M3和M6都在飽和區工作，因此IdrR4+2IdrKM3=2IloadKM6---(6)]]>解等式(6)得到Idr=2KM3+4R42IloadKM6-2KM32R4---(7)]]>將等式(7)與等式(3)和(4)相比較，可見極點P2隨上述負載電流(Iload)的平方根而變化並且和零點Z1一樣對負載電流(Iload)平方根有相同的依賴性。因此，本發明的上述補償電路和方法基本上減輕了在重負載狀態期間的過度補償和在輕負載狀態期間的補償不足。這產生了具備極好穩定性的補償方法和電路。在設計期間，選擇適當的元件值以讓零點Z1在頻率上比極點P2稍低。隨著上述負載電流增加，Idr也增加，極點P2在頻率上也推得越來越大。同時，由於對負載電流(ILoad)的平方根具有相同的依賴性，所以，零點Z1在頻率上被推得越來越大。
利用本發明的上述補償方法，無需為了獲得穩定的LDO(低壓降)調節器而對上述輸出電容的電容量和ESR施加嚴格的限制。在典型設計裡，輸出＝3.3V與壓降＝0.6V@170mA的備用LDO調節器可以在下列極度狀態下保持穩定i)上述輸出電容的電容量大於0.1μF，以及ii)上述輸出電容的ESR小於30歐姆。
本發明的上述補償電路和方法與上述現有技術相比具備顯著的優點。利用上述提出的補償方法的LDO調節器甚至用很小的輸出電容亦具備優良的穩定性，並且不需要具有較小ESR的輸出電容。因此，對能使用的電容器類型幾乎沒有任何限制。本發明的上述電路和方法顯著地降低了調節器的靜態電流(Iq)，在重負載狀態下特別如此。本發明的補償式LDO調節器特別適用於汽車應用，然而對於本領域的技術人員來說顯而易見的是，上述調節器也可被廣泛地用於其他應用中。
對於利用特定半導體工藝的設計例子，在圖2中所引用的元件取下列值
R1＝1.2兆歐姆，R2＝665千歐姆，Rc＝10千歐姆，Rp＝250千歐姆，R3＝250千歐姆， R4＝5.5千歐姆，M1＝100u/3μ， M2＝150u/3μ，M3＝60μ/2.6μ，M6＝30mm/2.6μ，M7＝3×″8.4μ/2.6μ″(串聯)M8＝5u/2μ M9＝5u/2μCc＝9pF Ilow＝4μA。
電晶體M1/M2/M8/M9是相同類型的、具有uCox/2＝34uA/V2的NMOS電晶體。電晶體M3/M6/M7是相同類型的、具有Ron*面積＝0.87歐姆@Vgs＝5V的PMOS電晶體。把上述電流源Ilow包括在內是為了在空載或低負載操作狀態期間提供更好的穩定性。
在圖3-9中所示的下面結果來自利用特定半導體工藝模型的仿真。仿真結果會因使用不同的元件值和具體應用所需的不同模型而不同。當依然實現如在這裡描述的上述穩定補償優點的時候，本領域的技術人員應該理解不同的元件值和不同的半導體工藝可以結合本發明的補償方法和電路結合來使用。
現在參考圖3和圖4的曲線圖，Rzero 302和Req2 304都隨輸出負載電流而降低，然而如圖4的比值曲線400所示Req2降低得稍微快些。
根據仿真結果，當Cc＝9pF時Ceq＝58.5pF，因此，圖5的比值500顯示零點Z1雖然總是比極點P2低，但是在整個負載電流範圍上相對接近於極點P2。圖5的比值500曲線表明本發明的上述補償方法的穩定性，這使設計LDO調節器變得更容易。
下列圖6-9均示出了利用本發明的在負載電流為170mA時具有0.6V壓降的3.3V備用LDO調節器的仿真性能。示出了輸出負載脈衝和瞬時輸出電壓峰值，以及調節的輸出電壓。
圖6示出當具有0.1μF的輸出電容和零歐姆的ESR時，具有負載瞬時峰值的調節的輸出電壓602和輸出負載脈衝604，二者都相對於時間。
圖7示出當具有0.1μF的輸出電容和30歐姆的ESR時，具有負載瞬時峰值的調節的輸出電壓702和輸出負載脈衝704，二者都相對於時間。
圖8示出當具有100μF的輸出電容和零歐姆的ESR時，具有負載瞬時峰值的調節的輸出電壓802和輸出負載脈衝804，二者都相對於時間。
圖9示出當具有100μF的輸出電容和30歐姆的ESR時，具有負載瞬時峰值的調節的輸出電壓902和輸出負載脈衝904，二者都相對於時間。
如圖2所示，在本發明電路的調節器迴路中，總共有三個極點和兩個零點，如先前所述的它們對改進的穩定性具有主要的影響。然而，零點Z1是由如上所述的可變電阻、定時電容Cc確定的。在本發明的上述電路中，零點Z1隨上述負載電流變化，而在現有技術中零點Z1是固定的。在本發明的上述電路中，零點Z1和極點P2在負載電流範圍的整個範圍上在頻率上彼此接近。實際上，零點Z1抵消了極點P2，因此僅有兩個剩餘的極點P0和P1，一個剩餘的零點Z0。反過來，這使得上述調節器的迴路穩定性設計更容易。
儘管上面已經結合具體的存儲器體系結構和操作方法描述了本發明的原理，然而，可以清楚地理解，上述描述僅僅是示例性的，而非是對本發明的範圍的限制。特別地，應該意識到，上述公開的教導會暗示相關領域的技術人員做出其他的修改。這些修改可以涉及其他的特徵，這些特徵本身已經是已知的和可以被用於代替或添加到在這裡描述的特徵。儘管權利要求在本申請中已經撰寫成特徵的特定組合，但是應該理解的是，本公開內容的範圍在此包括明確地或隱含地公開的任何新穎特徵或者任何新穎的特徵組合，也包含對它們的概括或者修改，這些對於相關領域的技術人員都是非常清楚明白的，而不管它所涉及的發明是否和本次在任何權利要求中所請求保護的發明是相同的發明，也不管它是否解決了本發明所面對的任何或全部同樣的技術問題。申請人特此保留在本申請的申請或者從其得到的任何進一步的申請的申請的過程期間對上述特徵和/或上述特徵的組合撰寫新權利要求的權力。
權利要求
1.一種用於電子電路的補償方法，該補償方法包括提供耦合到該電子電路中一個節點的補償塊；感測該電子電路的負載電流；以及響應該負載電流的值，調整該補償塊的阻抗。
2.如權利要求1所述的補償方法，其中響應該負載電流的值調整該補償塊的阻抗包括調整該補償塊的電阻部分的電阻。
3.如權利要求1所述的補償方法，其中提供補償塊包含提供包括與電晶體電流通路並聯連接的電阻的補償塊。
4.如權利要求3所述的補償方法，其中響應該負載電流的值調整該補償塊的阻抗包含改變該電晶體的柵極電壓。
5.如權利要求1所述的補償方法，其中感測該電子電路的負載電流包含提供與輸出電流驅動電晶體並聯的電流感測電晶體。
6.一種電子電路，包含耦合到該電子電路中一個節點的補償塊；用於感測該電子電路的負載電流的裝置；以及用於響應該負載電流的值調整該補償塊的阻抗的裝置。
7.如權利要求6所述的電子電路，其中用於響應該負載電流的值調整該補償塊的阻抗的裝置包含與該補償塊中的電阻並聯的可調電阻。
8.如權利要求6所述的電子電路，其中該補償塊包含與電晶體電流通路並聯連接的電阻。
9.如權利要求8所述的電子電路，其中用於響應該負載電流的值調整該補償塊的阻抗的裝置包含用於改變該電晶體的柵極電壓的電路。
10.如權利要求6所述的電子電路，其中用於感測該電子電路的負載電流的裝置包含與輸出電流驅動電晶體並聯的電流感測電晶體。
11.一種補償式調節器，包含跨導級，具有用於接收參考電壓的正輸入端、負輸入端和輸出端；可調整補償塊，耦合在跨導級的輸出端和地之間；反饋電路，具有耦合到該補償式調節器輸出端的第一節點，耦合到該跨導級負輸入端的第二節點，和耦合到地的第三節點；以及驅動級，具有耦合到該跨導級輸出端的輸入端，耦合到該補償式調節器輸出端的電流輸出端，和耦合到該可調整補償塊的感測輸出端。
12.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該補償塊包含電阻。
13.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該補償塊包含電容。
14.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該補償塊包含與電晶體的電流通路並聯連接的電阻。
15.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該補償塊包含第一電阻；與第一電阻串聯連接的第二電阻；以及與第一和第二電阻串聯連接的電容。
16.如權利要求15所述的補償式調節器，其中該補償塊進一步地包含與該第二電阻並聯的電流鏡，該電流鏡用於接收來自該感測輸出端的感測電流，以及用於提供可變電阻。
17.如權利要求16所述的補償式調節器，其中該補償塊進一步地包含耦合在第一和第二電阻之間的緩衝級以及電流鏡。
18.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該反饋電路包含耦合到第一節點和第二節點之間的第一電阻，以及耦合到第二節點和第三節點之間的第二電阻。
19.如權利要求11所述的補償式調節器，其中該驅動級包含輸出電流驅動電晶體。
20.如權利要求19所述的補償式調節器，更進一步地包含與該輸出電流驅動電晶體並聯的電流感測電晶體。
21.一種補償式調節器，包含補償阻抗，其隨負載電流而變化；在補償迴路中的多個極點和零點；第一極點，其在頻率上隨該負載電流的值而移動；以及第一零點，其在頻率上隨該負載電流的值而移動，其中，第一極點和第一零點在頻率上的移動相對於該負載電流值基本上相互跟蹤，以至於第一極點和第一零點在大約為1微安和1安培之間的負載電流值範圍上基本上相互抵消。
全文摘要
本發明涉及一種補償式調節器，包括跨導級，具有用於接收參考電壓的正輸入端、負輸入端、輸出端；可調整補償塊，耦合到該跨導級輸出端和地之間；反饋電路，具有耦合到該補償式調節器輸出端的第一節點、耦合到該跨導級負輸入端的第二節點和耦合到地的第三節點；驅動級，具有耦合到該跨導級輸出端的輸入端、耦合到該補償式調節器輸出端的電流輸出端，以及耦合到該可調整補償塊的感測輸出端。
文檔編號G05F1/56GK101038497SQ200610074740
公開日2007年9月19日 申請日期2006年3月17日 優先權日2006年3月17日
發明者林大松, 閘鋼 申請人:深圳賽意法微電子有限公司