相位切換PLL和校準方法與流程

2023-05-12 15:12:01

本發明一般涉及無線通信系統，更具體地涉及控制波束成形發射機和/或接收機的天線陣列的天線元件處的信號的相位。

背景技術：

無線網絡中的波束成形系統(例如波束成形發射機、接收機和/或收發機)通過組合從天線陣列的天線元件發送或由天線陣列的天線元件接收的信號來提供定向信號發送或接收，使得特定角度的信號經歷建設性幹擾而其他角度的信號經歷破壞性幹擾。這種定向發送/接收提供了無線網絡中的改進的覆蓋和較少的幹擾。

可以通過控制作用於每個天線元件的信號的相位和相對幅度來實現波束成形系統的定向控制。因此，波束成形系統的性能與每個天線元件的相位控制的精度密不可分。一些系統實現本地振蕩器波束成形，其包括對每個天線元件的本地振蕩器信號進行相移，以實現針對天線元件的期望相移。然而，這種解決方案並不總是足夠快地提供期望相移。具體地，如果相位移動所需的時間太久而不允許在不顯著影響發送或接收的情況下在兩個連續的(發送或接收)數據幀之間改變相位，波束成形系統的性能將劣化。因此，需要針對波束成形系統的更快速、因而改進的相位控制。

技術實現要素：

本文中給出的解決方案針對天線陣列的每個天線元件使用鎖相環(pll)控制作用於每個天線元件的信號的頻率和相位，並因此控制天線陣列的方向屬性。pll包括振蕩器，該振蕩器響應於輸入pll的參考信號與根據輸出信號導出的反饋信號之間的比較，在pll的輸出處生成輸出信號。為控制輸出信號的相位，將調製信號作用於與振蕩器的主控制輸入分離的輔控制輸入，其中調製信號包括具有基於期望相移限定的總面積的一個或多個脈衝。為在pll的輸出處保持期望相移，pll還基於期望相移設置參考信號與反饋信號之間的時間關係。

在一個示例性實施例中，pll包括振蕩器、檢測器和相位控制系統。振蕩器被配置為響應於輸入pll的參考信號，在pll的輸出處生成輸出信號，其中所述振蕩器包括主控制輸入和單獨的輔控制輸入。檢測器被配置為將所述參考信號與反饋信號進行比較以生成一個或多個pll控制信號，其中所述反饋信號通過所述pll的反饋環路根據所述輸出信號導出。相位控制系統被配置為控制所述輸出信號的相位以在所述pll的輸出處實現期望相移。為此，相位控制系統包括調製電路和相位偏移電路。調製電路與振蕩器操作耦合，並被配置為通過以下操作執行pll的開環相位控制：生成包括一個或多個具有基於期望相移限定的總面積的脈衝的相位調製信號，以及將相位調製信號作用於輔控制輸入以改變pll的輸出的相位，從而實現期望相移。相位偏移電路被配置為通過基於期望相移設置參考信號與反饋信號之間的時間關係來執行pll的閉環相位控制，以使所述pll的輸出的相位保持期望相移。

另一示例性實施例提供了一種用於控制鎖相環(pll)的輸出處的相位以在pll的輸出處實現期望相移的方法。所述pll包括振蕩器，該振蕩器被配置為響應於輸入pll的參考信號在pll的輸出處生成輸出信號，其中所述振蕩器包括主控制輸入和單獨的輔控制輸入。所述pll還包括檢測器，所述檢測器被配置為將所述參考信號與反饋信號進行比較以生成一個或多個pll控制信號，其中所述反饋信號通過所述pll的反饋環路根據所述輸出信號導出。該方法包括通過以下操作執行pll的開環相位控制：生成包括一個或多個具有基於期望相移限定的總面積的脈衝的相位調製信號，並且將相位調製信號作用於輔控制輸入以改變pll的輸出相位，從而實現期望相移。該方法還包括：通過基於期望相移設置參考信號與反饋信號之間的時間關係來執行pll的閉環相位控制，以使所述pll的輸出的相位保持期望相移。

另一示例性實施例提供了用於校準pll的開環相位控制以在pll的輸出處實現期望相移的方法。所述pll包括：振蕩器，被配置為響應於輸入所述pll的參考信號在pll的輸出處生成輸出信號。所述振蕩器包括主控制輸入和單獨的輔控制輸入。所述pll還包括檢測器，所述檢測器被配置為將所述參考信號與反饋信號進行比較以生成一個或多個pll控制信號，其中所述反饋信號通過所述pll的反饋環路根據所述pll的輸出導出。該方法包括：將包括一個或多個脈衝的相位調製信號作用於輔控制輸入，其中所述相位調製信號基於實現期望相移所需的一個或多個脈衝的總面積的估計來限定。該方法還包括：基於期望相移，改變參考信號與反饋信號之間的時間關係，以及在pll的穩定時段(settlingperiod)內的第一時間處測量pll的第一頻率控制信號。該方法還包括：基於第一頻率控制信號來校準所述相位調製信號。

另一示例性實施例提供了一種用於對pll的開環相位控制進行校準以在pll的輸出處實現期望相移的校準系統。所述pll包括振蕩器，被配置為響應於輸入所述pll的參考信號在所述pll的輸出處生成輸出信號，其中所述振蕩器包括主控制輸入和單獨的輔控制輸入。所述pll還包括檢測器，被配置為將所述參考信號與反饋信號進行比較以生成一個或多個pll控制信號，其中所述反饋信號通過所述pll的反饋環路根據所述pll的輸出導出。校準系統包括調製電路、相位偏移電路、測量電路和控制電路。調製電路被配置為：將包括一個或多個脈衝的相位調製信號作用於輔控制輸入，其中所述相位調製信號基於對實現期望相移所需的一個或多個脈衝的總面積的估計來限定。相位偏移電路被配置為基於期望相移改變參考信號與反饋信號之間的時間關係。測量電路被配置為在pll的穩定時段內的第一時間處測量所述pll的第一頻率控制信號。控制電路被配置為：基於第一頻率控制信號來校準所述相位調製信號。

附圖說明

圖1a示出了波束成形系統的示例性框圖。

圖1b示出了圖1a的波束成形系統的rf前端的示例性框圖。

圖2示出了根據一個示例性實施例的pll的框圖。

圖3示出了當沒有添加相移時圖2的pll的示例性瞬態波形。

圖4示出了根據一個示例性實施例的相位控制方法。

圖5示出了根據另一示例性實施例的pll的框圖。

圖6示出了當添加相移時圖5的pll的示例性瞬態波形。

圖7示出了當期望相移為180°時以及當僅實現閉環相位控制時圖5的pll的δφ和vin性能。

圖8示出了當期望相移為180°時以及當實現開環相位控制時圖5的pll的δφ和vin性能。

圖9示出了圖8結果的更近的視圖。

圖10示出了根據一個示例性實施例的具有校準系統的pll的框圖。

圖11示出了根據一個示例性實施例的校準方法。

圖12示出了根據另一示例性實施例的具有校準系統的pll的框圖。

圖13-18示出了多個不同校準經過(pass)的相移和vin的瞬態響應。

圖19示出了根據另一示例性實施例的具有校準系統的pll的框圖。

圖20示出了當以單個脈衝注入電流時在pll工作期間和/或校準過程中的相位控制的性能。

圖21示出了當以斜坡注入電流時在pll工作期間和/或校準過程中的相位控制的性能。

具體實施方式

圖1a示出了波束成形系統10，其包括具有m個天線元件22的天線陣列20，其中每個天線元件22與相應的射頻(rf)前端30耦合。如圖1b所示，每個rf前端30包括與發送路徑和接收路徑耦合的鎖相環(pll)100。與pll100的輸出操作耦合的上變頻混頻器32響應於pll100提供的輸出信號的頻率對輸入信號進行上變頻。放大器34(例如功率放大器)放大上變頻信號以供相應的天線元件22發送。放大器36(例如低噪聲放大器)放大對應的天線元件22接收到的信號。下變頻混頻器38響應於通過pll100提供的輸出信號的頻率對接收到的並經放大的信號進行下變頻。為控制針對天線元件22的波束的方向，pll100響應於相對於參考時鐘輸入pll100的輸入控制信號來控制pll輸出信號的相位。在一些實施例中，pll控制信號指示pll輸出信號的期望相移，其中期望相移是通過pll100外部的控制器(未示出)(例如陣列控制器)基於天線元件22在天線陣列20中的位置、期望波束方向和/或期望波束形狀確定的。在其他實施例中，pll控制信號指示天線元件22在天線陣列20中的位置、期望波束方向和/或期望波束形狀，並且pll100基於pll控制信號提供的信息，確定或以其它方式選擇期望相移。應當理解，圖1a和圖1b示出了示例性波束成形系統10和rf前端30的簡化框圖。因此，為了簡單，已經從附圖中排除了與討論無關的其他部件。

圖2示出了包括檢測器110、電荷泵(cp)112、振蕩器120、相位控制系統130、環路濾波器140和分頻器150的示例性pll100。可以包括壓控振蕩器(vco)的振蕩器120包括輸出122、主控制輸入124、以及與主控制輸入124分開的輔控制輸入126。振蕩器120響應於輸入檢測器110的具有參考頻率fr的參考信號sr，在輸出122處生成具有輸出頻率fout的輸出信號sout。分頻器150根據輸出信號sout(例如通過將輸出頻率fout除以n來生成反饋信號ff，其中n可以包括整數或有理數)生成具有反饋頻率ff的反饋信號sf。檢測器110將參考頻率fr與反饋頻率ff進行比較，以生成由檢測器110輸出的一個或多個pll控制信號。由檢測器110輸出的包括上充電(chargeup)信號和下充電(chargedown)信號的pll控制信號控制電荷泵112將電流注入到環路濾波器140中，如下面進一步詳細描述的，其中電流注入系統112的輸出被輸入濾波器140。由濾波器140輸出的濾波信號vin作用於主振蕩器輸入124。當被鎖定時，輸出信號sout的頻率fout是輸入參考信號sr頻率fr的n倍。

如果sr的正沿(positiveedge)比sf的正沿更早到達，檢測器110輸出上充電信號以閉合電荷泵112的上開關114。閉合上開關114使電荷泵112輸出iup，其對環路濾波器140進行充電，並通過將電流注入濾波器140而增加vin，這進而增加了sout的頻率fout。如果sr的正沿比sf的正沿晚到達，檢測器110輸出下充電信號以閉合電荷泵112的下開關116以使電流洩漏出濾波器140。閉合下開關116使電荷泵112輸出idown，其對環路濾波器140放電並減小vin，這進而減小了sout的頻率fout。當sr和sf同時到達時，充電泵112空閒(idle)。當pll100被鎖定時，sout具有等於nfr的頻率fout，並且振蕩器120相對於nfr保持恆定相位。圖3示出了當pll100沒有添加相移時sf、sr、iup和idown的示例性瞬態波形。圖2和圖5中示出的電荷泵112包括例如模擬電荷泵。

為改變pll100的相位以在pll100的輸出122處實現期望相移δφ，如圖2所示，這裡提出的解決方案將相位控制系統130加入pll100，以實現圖4的方法200。相位控制系統130通過生成相位調製信號smod來執行開環相位控制(框210)，並將smod作用于振蕩器120的輔助控制輸入126(框220)。生成的相位調製信號smod包括具有基於期望相移δφ而限定的總面積的一個或多個脈衝。為使振蕩器輸出122的相位保持期望相移δφ，相位控制系統130還通過基於期望相移δφ設置sr和sf之間的時間關係來執行閉環相位控制(框230)。在開環相位控制期間調製振蕩器120的脈衝可以持續一個或多個參考頻率周期，這通常將會相對於閉環相位控制解決方案將相位切換速度提高至少100的因子。

相位控制系統130包括相位偏移電路132、調製電路134和控制電路136。控制電路136控制調製電路134響應於期望相移δφ輸出smod，以執行開環相位控制。此外，控制電路136控制相位偏移電路132響應於期望相移δφ執行閉環相位控制。控制電路136可以例如根據由輸入控制信號提供的信息確定期望相移δφ，並基於確定的相移δφ控制調製和相位偏移電路。在其他實施例中，控制電路136可以基於由輸入控制信號提供的期望相移δφ來控制調製電路和相位偏移電路。

調製電路134生成相位調製信號smod，如上所述，相位調製信號smod包括基於期望相移δφ限定的總面積的一個或多個脈衝。例如，期望相移δφ可以根據下式定義：

δφ＝2π·g·a(t)·δt，(1)

其中g表示輔輸入126的增益(每幅度單位的頻率單位，例如，hz/v)，並且a(t)表示時間t處相位調製信號的幅度。因此，相位調製信號的脈衝的總面積是總幅度(例如g·a(t))與一個或多個脈衝的總時間δt(或dt)的乘積(或積分)。為實現期望相移δφ，調製電路134控制一個或多個脈衝的幅度a(t)和/或一個或多個脈衝的總持續時間δt。例如，調製電路134可以固定(一個或多個)脈衝的幅度並調整所述(一個或多個)脈衝的持續時間δt以實現期望相移δφ。備選地，調製電路134可以固定持續時間δt並調整振幅a(t)以實現期望相移δφ。在另一備選中，調製電路134可以調整振幅a(t)和持續時間δt二者，以實現期望相移δφ。

在一個實施例中，如圖5所示，例如當振蕩器120包括模擬振蕩器時，調製電路134包括數模轉換器(dac)。如圖5所示，dac響應於控制電路136應用相位調製信號。應當理解，可以使用其他電路向振蕩器120的輔輸入126提供相位調製信號。例如，當振蕩器120包括lc壓控振蕩器時，調製電路134可以包括附加的變容二極體或可開關電容器。在另一示例中，例如當振蕩器120包括數字控制振蕩器時，控制電路136可以將具有期望總面積的一個或多個脈衝的數字相位調製信號直接提供給振蕩器136。

相位偏移電路132通過控制或以其他方式設置sr與sf之間的時間關係來保持期望相移δφ。相位偏移電路132可以在調製電路134之前或之後、與調製電路134之同時開始其相位控制過程。在這樣做時，相位偏移電路132改變注入環路濾波器140、進而通過電流泵112對其進行補償的電流。在一個實施例中，如圖5中所示，相位偏移電路132包括電流注入器的集合，其通過將電流直接注入環路濾波器140或使電流洩露出環路濾波器140來設置sr和sf之間的時間關係。注入/洩漏電流iinj可以是靜態電流或脈衝電流。電荷泵112通過下降脈衝的增加的佔空比來補償注入/洩漏出環路濾波器140的電流，這在振蕩器輸出122處產生期望相移。注入/洩漏電流iinj是基於期望相移δφ定義的。例如，可以根據下式定義注入/洩漏電流iinj與期望相移δφ之間的關係：

其中icp表示電荷泵112輸出的電流(icp或idown)。因此，對於該示例，相位偏移電路132可以通過設置注入/洩漏電流iinj的大小來實現期望相移。圖6示出了當pll100向環路濾波器140注入電流以添加相移時sf、sr、iup和idown的示例性瞬態波形。

在另一實施例中，相位偏移電路132可以通過基於期望相移δφ向檢測器110應用延遲td來設置sr與sf之間的時間關係。相位偏移電路132可以通過將延遲td作用於sr、將延遲td作用於sf和/或將延遲td作用於檢測器110比較sr和sf之前檢測器110的某個位置處來設置該時間關係。應當理解，與檢測器110耦合的相位偏差電路132如何使用td來設置時間延遲並不重要，只要在檢測器110比較參考和反饋信號之前應用了延遲即可。如上所述，改變該時間關係例如通過改變是否應用上充電或下充電信號而改變電荷泵112注入環路濾波器140的電流，並因此改變振蕩器輸出122處的相位。因此，通過基於期望相移δφ選擇延遲td，將sr和sf之間的時間關係改變延遲td在振蕩器122處實現了在不改變輸出頻率的情況下的期望相移δφ。

pll環路帶寬限制了pll100僅使用相位偏移電路132來改變相位的速度，並因此限制了pll100可以改變波束角和用戶的速度。典型地，pll環路帶寬處於1mhz(或更小)的數量級。例如，注入電流的切換可能需要若干微秒，並因此在相位改變時(特別是當用戶被時間復用時)需要足夠大的保護時間。圖7示出了由相位偏移電路132提供的閉環解決方案呈現的延遲。具體地，圖7示出了使用156hz輸出pll執行180°相移時的相位關係。pll環路具有500khz帶寬和500mhz/v振蕩器靈敏度。如圖7所示，該環路在4μs內穩定至幾度的相位精度。因為振蕩器頻率直接與vin成比例，可以看出：通過首先減小並然後增大頻率來完成相移。如果保護時間相對於要以新波束角接收或發送的最小數據幀的持續時間很大，則鏈路容量將減小。因為預計幾微秒的切換時間與未來基於毫米波頻率(mmw)的空中接口中的幀的持續時間處於相同數量級的大小，因而期望相關聯的保護時間將會比這種空中接口的正交頻分復用(ofdm)傳輸的循環前綴大得多。

調製電路134施加具有特定總面積的一個或多個脈衝的相位調製信號smod以更快地改變pll的輸出相位。在這樣做時，調製電路134一起旁路pll環路濾波器140，並由此避免了由環路濾波器140引入的時間約束。圖8和圖9示出了當利用使用調製電路134的15ghz輸出pll執行180°相移時的相位關係。如圖8和圖9所示，如果相位調製信號的脈衝遠比pll時間常數短，該環路將對該相位切換機制產生非常小的反應。在該示例中，脈衝長度是兩個參考時鐘周期，在這種情況下等於4.1ns。圖9提供的更近的視圖示出相位誤差從不超過1°。

由調製電路134提供的開環解決方案的一個可能的挑戰涉及圍繞輔輸入126的增益g的不確定性。如果該增益改變和/或不是期望增益，則在振蕩器120的輸出122處獲得的相移將偏離期望相移δφ。儘管相位偏移電路132最終應該能夠校正該誤差，如上所述，校正工作仍然經受由環路的時間常數引起的相同的時間延遲問題。為解決該潛在問題，本文提出的解決方案還提供了可選的校準系統160(圖10)，其基於輔輸入126的增益g來校準相位調製信號的振幅a(t)。校準過程可以在發射機或接收機的操作開始之前、期間或之後的任何時間執行。通常，校準系統160包括一個或多個電路，用於基於根據一個或多個pll測量導出的校準控制信號，針對一個或多個期望相移來校準所述相位調製信號。在一個實施例中，校準系統160基於pll100的環路電壓來校準所述相位調製信號。該校準可能需要執行校準過程一次或多次。校準系統160針對pll100設置的至少一個載波頻率執行該校準，並可以針對多個載波頻率執行校準。校準過程的結果可以存儲在存儲器中。例如，可以將針對一個或多個期望相移和載波頻率中的每一個所確定的校準幅度存儲在查找表中。此外，對於沒有校準數據的期望相移，相位控制系統130可以根據存儲的校準數據推斷所需校準信息。

圖10示出了包括測量電路162與相位控制系統130的示例性校準系統160。校準系統160執行圖11的校準過程300。為此，調製電路134將包括一個或多個脈衝的相位調製信號sm作用於輔輸入124(框310)。基於對被認為是實現期望相移所必需的一個或多個脈衝的總面積的估計來限定所作用的相位調製信號。相位偏移電路132基於期望相移來改變pll100的參考信號與反饋信號之間的時間關係(框320)。測量電路162在pll100的穩定時段內的第一時間處測量pll100的第一頻率控制信號(框330)。例如，測量電路162可以測量pll100的環路電壓。基於第一頻率控制信號，控制電路136校準相位調製信號(框340)。例如，控制電路136可以確定針對該pll100實現期望相移所必需的相位調製信號的幅度。這樣做時，校準系統160針對該載波頻率和期望相移對輔輸入126的增益g進行校準，並由此提高相位控制的精度。儘管校準過程300可能需要多次經過以實現期望結果，其中每個經過建立在從前一次經過獲得的知識的基礎之上，但是在一些實施例中，可能僅需要一次經過過程300。

在一個實施例中，校準系統160可以基於多次測量執行校準。例如，測量電路162還可以在調製電路應用相位調製信號之前的第二時間處測量第二頻率控制信號。在這種情況下，第一時間和第二時間分開基於pll100的環路帶寬導出的確定的時間差。控制電路136然後基於第一頻率控制信號與第二控制信號之間的比較來校準相位調製信號。同樣，可以使用通過一次或多次經過校準過程300來實現校準。

圖12示出了校準系統160的示例性實施方式，其中測量電路162包括模數轉換器(adc)，並且調製電路134包括dac，並且其中校準系統160還包括狀態機164。控制電路136將狀態機164提供的代碼作用於調製電路134，以使穩定期間的相位誤差最小。測量電路162例如在穩定期間測量主控制輸入124處的相位誤差，並將測量提供給狀態機164。例如，測量電路162可以在將調製信號作用于振蕩器120之前、並且同樣是在穩定期間的一個或多個時刻處對主控制輸入124處的電壓進行採樣。應當理解，在將調製信號作用于振蕩器之前採樣的環路電壓具有大的dc分量。狀態機164然後確定要由控制電路136用於生成實現期望相移所必需的相位調製信號的最佳代碼。例如，狀態機164可以執行二進位搜索算法以找到最佳代碼。狀態機164然後將該代碼提供給控制電路136。

以下提供由圖12的校準系統160實現的用於校準針對180°的期望相移的相位調製信號的示例性過程，其中使用6比特dac作為調製電路134。測量電路162首先測量主控制輸入124處的電壓。狀態機164將代碼100000提供給控制電路136，代碼100000是無符號6比特字範圍的中點，控制電路136將選擇的代碼作用於調製電路134。如上所述，調製電路134生成與所提供代碼相對應的模擬信號以調製振蕩器120。此外，相位偏移電路132應用與期望的180°相移相對應的注入電流。在基於濾波器140的環路帶寬確定的時間(例如，0.25μs)之後，測量電路162測量主控制輸入124處的第二電壓。然後例如通過狀態機164將第二電壓測量與第一電壓測量進行比較。如果第二電壓低於第一電壓，狀態機164確定相位調製信號的(一個或多個)脈衝不夠大。如果第二電壓大於第一電壓，狀態機164確定相位調製信號的(一個或多個)脈衝過大。因此，狀態機164相應地改變代碼。在允許環路穩定之後(例如在5μs之後)，該過程再次重複。例如，當第二電壓小於第一電壓時，狀態機164可以選擇代碼110000，然後重複該過程直到第一和第二電壓之間的差值為零或至少低於某一閾值為止。圖13示出了當使用代碼100000時的相移和vin的瞬態響應，圖14示出了當使用代碼110000時的相移和vin的瞬態響應，圖15示出了當使用代碼111000時的相移和vin的瞬態響應，圖16示出了當使用代碼110100時的相移和vin的瞬態響應，圖17示出了當使用代碼110010時的相移和vin的瞬態響應，以及圖18示出了當使用代碼110001時的相移和vin的瞬態響應。如圖13-18所示，代碼110001提供了針對期望的180°相移的最佳性能。因此，在pll100的操作期間，當期望相移為180°時，控制電路136將會將代碼110001作用於dac134。在該示例中，相位控制系統130可以通過將代碼110001作用於調製電路134來實現期望的180°相移，其中所得到的脈衝長度是兩個參考時鐘周期。類似地，由於相移和脈衝面積之間存在線性關係，因此相移和參考時鐘周期數之間也存在線性關係。因此，由於上述示例以兩個參考時鐘周期實現了180°的相移或每個參考時鐘周期90°，所以通過將代碼110001作用於調製電路134可以實現270°的相移，其中所得到的脈衝長度為三個參考時鐘周期。此外，可以通過使用二進位加權變容二極體實現更精細的解析度。例如，在上述示例中可以使用五個二進位加權變容二極體來提供3°相位解析度。如果變容二極體與振蕩器120的總體積(tank)電容相比較小，該關係接近於線性，這允許根據校準的相移進行推斷。換言之，如果相移操作是完美的線性，例如存在恆定增益(每個輸入量單位的頻率單位)，僅需要對一個輸入執行校準；所有其他增益可以從該一次校準操作的結果確定。然而，相移操作更可能不是完美的線性。在這種情況下，可以通過幾個校準周期來表徵變容二極體，這將允許針對不同的相移使用不同的數模轉換比特樣式。

圖19示出了另一示例性校準系統160，其中測量電路162包括誤差放大器164和adc166，並且環路濾波器140包括rc電路，它們如圖19所示連接。在該示例中，例如在穩定時段內僅需要一次測量。更具體地，在穩定期間，測量電路162測量環路濾波器零電阻器142兩端的電壓。該測量提供了環路正拉動振蕩器頻率的測量。穩定後，該電壓為零。但在穩定期間，該電壓為非零，這指示環路正在反應以及調製脈衝需要如何調整。因為圖19的方法有效地去除了(例如，與圖12的非穩定時段校準操作相關聯的)大的dc分量，該示例的測量電路162可以使用具有較低動態範圍的adc。

如上所述，相位偏移電路132例如通過將具有基於期望相移導出的幅度的電流注入環路濾波器140來設置參考和反饋信號之間的時間關係，從而控制pll100的輸出相位。儘管相位偏移電路132可以通過將注入電流的幅度直接設置為期望幅度來注入電流，但是該方式可能導致環路中的擾動。見圖20。備選方式是通過提供例如每個參考時鐘周期逐漸遞增的平滑斜坡(其中斜坡的持續時間等於相位調製信號的(一個或多個)脈衝的持續時間)將注入電流逐漸升至期望幅度。如圖21所示，pll100的環路不對通過斜坡方式的電流注入進行反應，這使能更快地發生相變並且沒有不希望的信號偽像。應當理解，這種斜坡式的注入電流可以用於操作和校準二者。還將理解，當通過在檢測器110中應用時間偏移量td來直接控制參考信號與反饋信號之間的時間關係時，也可以使用該斜坡式方式。

儘管本文中呈現的解決方案是根據與天線陣列20的天線元件22一起使用的pll100來呈現的，但應當理解，該解決方案不限於此。本文公開的pll100可以用於其中控制pll輸出信號的相位是期望或必需的任何系統。此外，本文提出的解決方案不限於具有環路濾波器電流注入閉環相位控制的模擬pll。本文公開的開環相位控制可以與其他數字和/或模擬閉環相位控制解決方案一起使用。

本文公開的各種元件被描述為某種電路，例如相位偏移電路、調製電路、控制電路、測量選擇電路等。這些電路中的每一個可以嵌入在包括專用集成電路(asic)的控制器或處理器上執行的硬體和/或軟體(包括固件、駐留軟體、微代碼等)中。

當然，在不脫離本發明的基本特徵的情況下，本發明可以以不同於本文具體闡述的那些方式的其它方式來實施。實施例在所有方面都被認為是說明性的而不是限制性的，並且落入所附權利要求的含義和等同範圍內的所有改變旨在被包含在其中。