瑞克接收機的製作方法
2023-05-15 02:05:36
專利名稱：瑞克接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種使用碼分多址(CDMA)方法的無線電系統的瑞克接收機。
在無線電系統中，使用各種分集方法來增加覆蓋區域和/或系統容量。關於本公開，感興趣的是空間分集，即天線分集、極化分集以及多徑分集。空間分集表示天線被定位為彼此相距甚遠以便在經分開的天線接收的信號之間實現一種充分的解相關。一種感興趣的極化分集是隱含的極化，即一個信號在一個極化級上發送，但是卻通過交叉極化的天線接收。多徑分集是指通過多徑傳播的信號分量的分集，此分集在諸如CDMA系統之類的一個系統中是可用的，其中，信號的帶寬比信道的相干帶寬寬許多。
在一個CDMA系統中，在接收處使用一個瑞克接收機來分開多徑傳播的信號分量。一般來說，隨後必須通過所使用的一個擴展碼的至少一個碼片來把信號分量彼此分開。瑞克接收機包括瑞克觸頭，並且，在這些觸頭的每一個中發生解擴和分集合併。另外，該接收機包括一個延遲估計器，其具有用於每個天線分支的一個匹配濾波器以及用於瑞克觸頭的一個分配模塊。在匹配濾波器中，由不同的延遲對通過用於信號擴展的一個擴展碼接收的一個信號進行相關，那麼例如與一個碼片同步的擴展碼的定時被改變。當相關很高時，則一個多徑傳播的信號分量被發現並且能因此在所發現的延遲處接收它。
在無線電路徑上，信號將不僅包括期望信號而且還包括由其他用戶或系統引起的噪聲和幹擾。在利用分集的系統中，例如可以通過最大比值合併(MRC)方法來減小噪聲和幹擾的影響，其中，依比例而隨著分開的天線分支中的信號功率來對通過分開的天線接收的信號進行加權。然而，這種方法預先假定每個天線的幹擾是獨立的。在實際的蜂窩無線網絡中，此假定並不總是實際的，但是在每個天線處出現相同的幹擾卻是可能的。
對於幹擾抑制合併(IRC)方法卻沒有這樣的限制；然而，只有在利用時分多址(TDMA)方法的系統中已使用了該方法，這些系統常常不能分開多徑傳播的信號分量。在此處，一種IRC方法是指自適應射束構成(信號的最佳合併)，通過它依比例而隨著幹擾和噪聲的功率而將信號功率最大化，即把信號對幹擾和噪聲比(SINR)最大化。現在，我們將集中關注接收機的碼捕獲模塊或者延遲估計器。它由匹配濾波器和用於瑞克觸頭分配的一個分配器組成。匹配濾波器的任務是使被擴展並被擾頻的導頻序列與復共扼天線信號匹配以便解決信道脈衝響應抽頭的延遲。在瑞克觸頭分配中，對於接收信號的不同的多徑分量分配臨時的瑞克觸頭。
匹配濾波器還可以被實現為一組並行相關器，其實現復共扼擴展序列的相關函數。每個相關器算術地執行解擴過程，其是接收信號和同相的復共扼擴展序列之間的交叉相關函數的計算。
相關器的輸出被用於分配瑞克觸頭以便解調接收信號的強多徑分量。當前的瑞克觸頭分配方法是基於來自L個天線的解擴導頻碼元的能量。在每個碼相位處對解擴器的輸出進行總計並且按照總信號的最強能量來分配N個臨時的瑞克觸頭。在WCDMA(寬帶CDMA)概念中，從專用物理控制信道(DPCCH)中估計延遲。在多個時隙上求平均值以便對於瑞克觸頭分配過程得到改良的估計。
在一個空間白色幹擾方案中當前的瑞克觸頭分配是最佳的，其中，幹擾源在角域中是平衡地分配。在一個空間有色幹擾域中，因為瑞克觸頭被分配到錯誤的碼片延遲，所以一個大功率的幹擾源可能會降低接收機的性能。
本發明是想提供一種改良的瑞克接收機。根據本發明的一個方面，提供一種如權利要求1中所規定的瑞克接收機。在相關的權利要求中披露本發明的優選實施例。
所提出的最佳組合方案能夠向幹擾信號置零。由於這一點，在瑞克觸頭分配中可以抑制幹擾。因此可以減小錯誤的瑞克觸頭分配的數目，其改善了接收機的性能。該接收機還可以更好地跟蹤改變的幹擾域，並且在延誤估計中將幹擾域的空間性質考慮進去。
在下面將參考附圖僅通過例子來描述本發明的實施例，附圖中
圖1A和1B闡明了一種行動電話系統；圖2A表示一種行動電話系統的發射機和接收機；圖2B闡明了發射機中的擴展和調製；圖2C的接收機的一個組合的去擾頻、解碼以及解調的模塊；圖2D闡明了延遲估計器的一種實施例；圖2E闡明了延遲估計器的另外一個實施例；圖3以一個幀闡明了一種行動電話系統的信道；圖4以一個簡化的方式闡明了用戶設備的結構。
在下面的例子中，在通用行動電話系統(UMTS)中描述本發明的實施例但本發明不限制於此。
參考圖1A和1B來解釋關於一個通用行動電話系統的結構。圖1B僅僅包括對於說明本發明來說是必須的那些模塊，但是對於本領域的技術人員來說很顯然一個傳統的行動電話系統還要包括其他功能和結構，在這裡不需要更詳細地解釋它們。一個行動電話系統的主要部分是一個核心網CN，一個UMTS陸上無線接入網UTRAN，以及用戶設備UE。在CN和UTRAN之間的接口被稱為lu而在UTRAN和UE之間的空中接口被稱為Uu。
UTRAN包括無線網絡子系統RNS。在RNS之間的接口被稱為lur。RNS包括無線網絡控制器RNC和一個或多個節點B。在RNC和B之間的接口被稱為lub。節點B的覆蓋範圍，即網孔，在圖1B中用C表示。
由於圖1A中的說明非常概括，因此在圖1B中來詳細說明，它表示大致相當於UMTS部分的GSM系統部分。應該注意，所表示的製圖決不是以任何方式捆綁而僅僅是指示性的，因為UMTS各部分的職責和功能仍然正在開發中。
根據圖1B，可以建立從用戶設備UE到連接到公共交換電話網絡(PSTN)134的電話136的一個電路交換連接。用戶設備UE例如可以是一個固定終端，一個位於交通工具中的終端或者一個可攜式終端。無線網絡下部構造UTRAN包括無線網絡子系統RNS，即基站系統。無線網絡子系統RNS包括無線網絡控制器RNC，即基站控制器，和至少一個節點B，即基站，由控制器控制。
基站B包括多路復用器114，收發信機116和控制收發信機116與多路復用器114操作的控制器118。通過多路復用器114把多個收發信機116使用的業務及控制信道安置在一個傳輸鏈路lub上。
從基站B的收發信機116，這裡有一個到天線單元120的連接，該天線單元實現一個到用戶設備UE的雙向無線電連接Uu。通過雙向無線電連接Uu發射的幀結構被精確地規定。
基站控制器RNC包括交換網絡110和控制器112。交換網絡110被用於連接話音和數據以及用於合併信令電路。包括基站B和基站控制器RNC在內的基站系統，另外包括變碼器108。按照本實現，在基站控制器RNC和基站B之間的任務劃分以及它的物理結構可能改變。基站B被典型按照如上所述的方式用於無線電路徑的實現。基站控制器RNC典型控制如下的情況無線資源，網孔之間的切換，功率調整，定時和同步，用戶設備的尋呼。
變碼器108通常位於儘可能接近行動電話交換機106的地方，因為能因此在變碼器108和基站控制器RNC之間以移動式電話系統的形式發射話音，從而節省傳輸容量。變碼器108把公眾交換電話網和無線電話網之間的各種數字語音編碼形式轉換為一種兼容的格式，例如從公共網的64kbit/s格式轉換到蜂窩網的另外一個(例如13kbit/s)格式，反之亦然。在這裡不進一步描述所需要的設備，但是可以規定，通過變碼器108不轉換除話音外的其它數據。控制器112執行呼叫控制和移動性管理，採集統計數據並執行信令。
核心網CN包括屬於行動電話系統並在UTRAN外部的下部構造。圖1B闡明了核心網CN的裝置中的行動電話交換機106和網關行動電話交換機104，它用於把行動電話系統連接到外界，在這裡是連接到公眾交換電話網102。
附圖4表示用戶設備UE的結構例子。用戶設備UE的必要部分是用戶設備的天線402的接口404，收發信機406，用戶設備的控制部分410以及電池414的接口412。用戶接口通常包括顯示400，鍵盤408，麥克風416以及揚聲器418。用戶設備例如可以是一個可攜式行動電話，一個位於車中的電話，一個無線本地迴路的終端或者集成在一臺計算機中的數據傳輸設備。
本系統還可以使用分組交換發射設備，例如GPRS(通用分組無線業務)。GPRS(通用分組無線業務)是這樣一種業務，在其中，在電路交換中未使用的空中接口容量被使用於分組傳輸。由於GPRS是一種基於GSM的顯現業務，將不給出有關它對UMTS的適配的細節。
如圖1B所示，交換域110可以通過移動通信業務交換中心106執行對一公共交換電話網(PSTN)134的交換(黑點所示)並且執行對一分組傳輸網142的交換。在公眾電話交換網134中的典型終端136是普通的或者ISDN(綜合業務數字網)的電話。
通過一支持節點(SGSN=服務GPRS支持節點)140來建立分組傳輸網142和交換域110之間的連接。支持節點140的目標是在基站系統和網關節點(GGSN=網關GPRS支持節點)144之間傳送分組，並且在它的區域內保持用戶終端位置的記錄。
網關節點144連接分組傳輸網142和公眾分組傳輸網146。在接口處可以使用一Internet協議或者一X.25協議。通過封裝，網關節點144把分組傳輸網142的內部結構從公眾分組傳輸網146中隱藏起來，因此對於公眾分組傳輸網146，分組傳輸網142類似一個次網，公眾分組傳輸網能夠尋址位於其中的用戶終端UE的分組並且從那裡接收分組。
分組傳輸網142典型情況下是一個使用Internet協議進位信令和用戶數據的專用網。關於在Internet協議層下面的結構和協議，網142的結構可以改變特定的操作者。
公眾分組傳輸網146例如可以是一個全球網際網路，一個具有到其上的連接的終端148，例如一臺伺服器計算機，想要向用戶終端UE傳送分組。
圖2A闡明了一對無線電收發信機的功能。一個無線電發射機可以位於節點B中或者位於用戶設備UE中並且，一個無線電接收機可以位於用戶設備UE中或者位於節點B中。
圖2A的上部表示一個無線電發射機的必要操作。位於物理信道上的各種業務例如是話音、數據、移動或靜止的視頻圖像以及系統控制信道。該圖闡明了一控制信道和數據處理。不同的業務需要不同的源編碼裝置；例如，話音，需要一個話音編解碼器。然而，為了清楚起見，在圖2A中不表示源編碼裝置。
由接收機用於信道估計的導頻比特也位於控制信道214上。用戶數據200位於數據信道上。
在模塊202A和202B中然後以不同的方式對不同的信道進行信道編碼。信道編碼例如包括不同的字塊碼，他們的一個例子是循環冗餘校驗(CRC)。另外，典型情況下使用諸如擊穿卷積編碼或者渦輪編碼之類的卷積編碼及其各種修改。可是，所述導頻比特不被信道編碼，因為意圖是為了找出由信道引起的信號失真。
在已經對不同的信道進行信道編碼之後，在一數字復用器204A,204B中對它們進行交錯。交錯的目標是為了幫助糾錯。在交錯時，按照一種預確定方法把各個業務的比特一起擾頻，因此單獨無線電路徑上的瞬時衰落不必使所發射的信息不適合用於標識。隨後，由模塊206A、206B中的擴展碼來擴展被交錯的比特。然後在模塊208中對所獲得的碼片通過擾頻碼進行擾頻並進行調製，在圖2B中更詳細地描述了它的操作。用這種方式，在模塊208中合併分開的信號以便通過同一發射機發射。
最後，把被合併的信令帶到射頻部分210，其可以包括不同的功率放大器和限帶濾波器。用於發射功率控制的一種閉合環路的調節通常控制位於此模塊中的一個發射功率控制放大器。然後通過天線202，把一模擬無線電信號發送到無線電路徑Uu。
圖2A的下部闡明了一個無線電接收機的必要操作。無線電接收機典型是一個瑞克接收機。通過天線232從無線電路徑Uu收到一模擬射頻信號。把信令帶到包括一濾波器的射頻部分230，它抑制在期望頻帶外部的頻率。
隨後，在模塊228中按照信號被抽樣和量化的那一形式，把該信號轉換為一中頻或者直接轉換為基帶信號。因為該信號是一多徑傳播信號，所以目的是為了在模塊228中合併沿著不同的路徑傳播的信號分量，按照現有技術，該模塊包括接收機的實際的瑞克觸頭。在圖2C中更詳細地描述了模塊228。
然後在去交錯器226中對所獲得的物理信道進行解交錯。隨後，在去復用器224中把解交錯的物理信道分成不同信道的數據流。每個信道被引導到它自己的信道解碼模塊222A、222B，在此使用在傳輸中的信道編碼，例如，分組編碼和卷積編碼，被解碼。最好通過維特比解碼器對卷積編碼進行解碼。每個被發射的信道220A,220B能因此被發送以便被進行所需的進一步處理，例如把數據220帶到與用戶設備UE連接的計算機122。系統的控制信道被發送到無線電接收機的控制部分236。
圖2B更詳細地闡明了一個信道是如何通過一個擴展碼進行擴展和調製的。對該圖的左邊，信道的比特流到達模塊S/P，在此，把每兩個位序列從串行形式轉換為並行形式，它意味著一個比特被發送到信號的分支I而另一個被發送到信號的分支Q。隨後，信號分支I和Q乘以一個擴展碼Cch，因此相對地窄帶信息被擴展為一個寬帶信息。每一分支可以具有相同的或不同的擴展碼。每個連接Uu具有一個單獨的擴展碼或者單獨的擴展碼組，通過它接收機識別對它的發射。然後通過與一個擾頻碼CI scramb+j CQ scramb相乘來對信號進行擾頻，該擾頻碼對於每個發射機是單獨的。利用濾波器P(t)濾除所獲得的信號的脈衝形式。最後，信號通過乘以彼此偏移90度的它的分開的分支而被調製到一個射頻載波上，把因此所獲得的分支合併到準備好發送到無線電路徑Uu的一個載波上，除了可能的濾波和功率放大以外。所描述的調製是四相移相鍵控QPSK。
代替所描述的I/Q複合，還可以使用時間複合，在此數據和控制信道按順序位於時間軸上。然而，信道之間的時間差那麼小以致從控制信道中估計的幹擾可以被認為是與數據信道上的相同。
典型情況下最大可同時使用256個不同的相互正交的擴展碼。例如，如果UMTS在下行鏈路方向中以4.096兆片每秒的速度使用一五兆赫載波，則擴展因數256相當於32kbit/s的傳輸速度，並且分別地，通過擴展因數四獲得最高的實際傳輸速度，因此該數據傳輸速度是2048。相應地，頻道上的傳輸速度從32,64,128,256、512,1024到2048kbit/s逐步改變，擴展因數分別是256,128,64,32,16,8和4。在用戶的配置處的數據傳輸速度取決於所使用的信道編碼。例如，如果使用1/3卷積編碼，則用戶的數據傳輸速度大約是信道的數據傳輸速度的三分之一。擴展因數表示出擴展碼的長度。例如，相應於擴展因數一的擴展碼是(1)。擴展因數二具有兩個相互正交的擴展碼(1,1)和(1,-1)。進一步，擴展碼四具有四個相互正交的擴展碼在上層擴展碼(1,1)之下，有擴展碼(1,1,1,1)和(1,1,-1,-1)，並且在另外一個上層擴展碼(1,-1)之下，有擴展碼(1,-1,1,-1)和(1,-1,-1,1)。當擴展為碼樹的下一級時，用這種方式繼續擴展碼的構成。一個給定級的擴展碼總是相互正交。同樣地，一個給定級的擴展碼與同一級的另一擴展碼的所有的擴展碼正交，那些擴展碼從其它擴展碼衍生到下一級。
在傳輸中，一個碼元乘以一個擴展碼，因此數據在被使用的頻帶上擴展。例如，當使用擴展碼256時，由256個碼片表示一個碼元。分別地，當使用擴展碼16時，由16個碼片表示一個碼元。
圖3表示哪些種類的幀結構能使用在物理信道上的例子。把幀340A,340B,340C,340D從1到72連續地編號並且他們形成一個720毫秒長的超幀。幀340C的長度是10毫秒。幀340C被分成十六個時隙330A,330B,330C,330D。一個時隙330C的長度是0.625毫秒。一個時隙330C典型情況下對應於一個功率控制周期，在此期間例如由一個分貝以上或以下控制功率。
物理信道被分成兩個不同的類型專用物理數據信道(DPDCH)310以及專用物理控制信道(DPCCH)312。專用物理數據信道310用於傳輸在開放系統互連(OSI)層二以及在它上面層中產生的數據306，即主要是專用業務信道。專用物理控制信道312傳輸在OSI的層一中產生的控制信息。該控制信息包括導頻部分，即用於信道估計的導頻比特，300，發射功率控制(TPC)命令302以及，作為選擇的一個傳送格式標誌(TFI)304。傳送格式標誌304告訴接收機在那時在上行鏈路方向中由每個專用物理數據信道所使用的傳輸速度。
作為從圖3開始出現的專用物理數據信道310和專用物理控制信道312，在下行鏈路方向中被時間複合到同一時隙330C中。同樣在上行鏈路方向中，以這樣的一種方式並行地發射這些信道它們被IQ複合(I=同相，Q=正交)到每一幀340C中並且通過雙信道四相移相鍵控(QPSK)調製進行發射。當目的是為了發射附加的專用物理數據信道310時，將他們碼複合到第一對信道的分支I或者Q中。
隨後，考察圖2C，該圖更詳細地闡明接收機的組合的去擾頻，解碼以及解調模塊228，如圖2A所示。可是因為去擾頻與本發明不相關，所以不描述去擾頻。發送到無線電路徑Uu的一個期望無線電信號在一偶而衰落信道250上多徑傳播。進一步，附加的零意味著白高斯噪聲254與信號結合。而且，也在偶而衰落信道252上多徑傳播的幹擾信號，與該信號結合。
因此，從無線電路徑Uu收到的一個信號不僅包含期望信號，而且包含噪聲和幹擾。由至少兩個分開的天線分支232A,232B接收信號。分支232A,232B可以形成一天線陣以便提供天線增益，該分開的天線彼此相對接近，例如隔半波長的距離。另外一個可能性是分支232A,232B是分集分支，該分開的天線彼此相對遠離，例如隔10到20個波長的距離。該分集可以被實現為空間或極化分集。
圖2C的例子闡明了空間分集的使用，分支232A,232B被實現為一自適應天線。通過天線232A,232B彼此相距足夠遠來實現自適應天線，通過其天線接收多徑傳播信號。
天線的數目可以是L個。該圖闡明了僅僅兩個天線，第一個天線232A和第L個天線232B。在天線之間的兩個點表示存在的天線，但是為了清楚起見就不描述了。通常，天線的數目在兩個和八個之間變化。
根據本發明，以這樣的一種方式對通過分開的天線分支232A,232B接收的信號進行加權可以使噪聲和幹擾的影響最小化。
當使用分集時，目的是為了使分支之間的相關儘可能低。執行分集的另外一個方法是為了使用極化分集，因此，由交叉極化的天線接收一個信號。理論上，混合也是可能的，它意味著可以同時使用空間與極化分集。適用於用戶設備的解決方案的一種例子是一種所謂的插接天線(patch antenna)，它可以是一個大約一種平方英寸大小的板片，該板片具有交叉極化平面。另外一個例子是位於交通工具中的用戶設備，在此一種空間分集的實施也相對容易。
通過射頻部分(在圖2C中未表示)把一個從全部L個天線分支232A,232B收到的信號送到連接到天線分支232A,232B上的一個延遲估計器260。在延遲估計器260中，搜索最佳可聽的多徑傳播的信號分量的延遲。把一個瑞克觸頭270A,270B分配用於處理所找到的多徑傳播的信號分量。延遲估計器260通知每個瑞克分支270A,270B所找到的延遲。
延遲估計器260包括對於每個天線分支232A,232B的匹配濾波器262A,262B。因此，匹配濾波器262A,262B的數目也是L個。在匹配濾波器262A,262B中，用不同的延遲對接收無線電信號執行一個預確定數目的並行相關計算以便估計多徑傳播的信號分量的延遲。在相關計算為單位，通過一個使用預確定延遲的已知擴展碼來解擴包含在接收無線電信號中的擴展導頻部分。
根據所計算出的相關，位於延遲估計器260中的分配器264選擇至少一個延遲，通過這樣接收一個多徑傳播的信號分量。分配器分配一個瑞克觸頭270A,270B用於處理通過通知所找到的延遲的瑞克觸頭所找到的信號分量。為了執行選擇，典型情況下在分配器264中合併每個匹配濾波器262A,262B的相關結果。如果相關很高，則發現一個延遲表示進入正被討論的天線分支232A,232B的無線電信號的多徑傳播的信號分量的延遲。一般來說，最強的多徑分量在所有天線處都具有相同的碼相位，這是由於天線的鄰近及無線電信號以光速傳播的事實。
如前所述，用於瑞克觸頭分配的另外一個已知方法是基於來自L個天線的解擴導頻碼元的能量。在每個碼相位處對解擴器的輸出進行總計並且按照總信號的最強能量來分配N個臨時的瑞克觸頭。
圖2D表示了延遲估計器的一種實施例。一個延遲估計器290A,290B處理有一個給定碼延遲的多徑傳播的信號分量。為了清楚起見，在這裡把延遲估計器290A,290B描述成不同的情況，但是它們還可以作為並行操作在內的一個情況來實現。延遲估計器290A,290B包括信道估計器292，通過它產生一個多徑傳播的信號分量的信道脈衝響應，即實際的信道的複合脈衝響應抽頭，該多徑傳播的信號分量的信道脈衝響應包括在無線電信號中並且是依靠一個已知導頻部分找到。
另外，延遲估計器290A,290B包括幹擾估計器292，通過它產生一個幹擾信號，該幹擾信號包括在各個天線分支232A,232B的無線電信號中並且是由幹擾和噪聲組成。通過一個本領域技術人員已知的任何手段都可以產生幹擾信號。在一實施例中，幹擾估計器292通過從所接收的無線電信號中減去一個期望的再生無線電信號來產生一幹擾信號。在這個實施例中，依靠已知導頻部分和信道的估計的脈衝響應來獲得所期望的再生無線電信號。為了改良性能，在信道和幹擾的脈衝響應的估計中也可以使用包括在解擴的多徑傳播的信號分量中的檢測數據比特的判定反饋。
在另外一個實施例中，幹擾估計器292通過使用多用戶檢測來產生幹擾信號，因此其他用戶的信號形成了幹擾信號。在隨後的文章中可以找到有關多用戶檢測的更多信息Verdu,Sergio:AdaptiveMultiuser detection，刊登於IEEE ISSSTA′94,Proceedings of theIEEE Third International Symposium on Spread SpectrumTechniques and Applications,ISBN 07803-1750-5，在此處將其參考結合。
延遲估計器290A,290B，包括解擴器296A,296B，它連接到每個天線分支232A,232B並在一個延遲處通過一個已知擴展碼對包括在多徑傳播的信號分量中的擴展導頻部分進行解擴。
有L個解擴器用於處理導頻部分，即在每個延遲估計器290A,290B中的每個天線分支232A,232B有一個。實際上，當解擴時，信號分量的導頻部分按照正確的相位乘以一個擴展碼的復共扼。
延遲估計器290A,290B中的加權係數部分292形成將每個天線分支232A,232B的信號對幹擾和噪聲比(SINR)最大化的加權係數。這例如可以通過使由天線分支232A,232B的幹擾和噪音組成的一個幹擾信號的協方差矩陣的逆矩陣乘以信道的估計脈衝響應矢量來進行。該加權係數是複數。
由每個天線分支232A,232B中的解擴器296A,296B解擴的導頻部分乘以通過使用位於延遲估計器290A,290B中的乘法器294A,294B所獲得的加權係數。
位於延遲估計器290A,290B中最後的天線分支加法器298，把通過分開的天線分支232A,232B接收的並且與一個加權係數相乘的解擴的導頻部分合併為一個導頻信號。
總體上，對於最好的聲頻信號分量，是延遲估計器290A,290B分配N個瑞克觸頭270A,270B的這樣一個情形。在每個碼相位處對不同的天線分支的解擴器輸出進行總計並且按照總信號的最強解擴器來分配N個臨時的瑞克觸頭。
根據所形成的導頻信號的能量，位於延遲估計器中的分配器264選擇至少一個延遲，通過它接收多徑傳播的信號分量。也可以使用功率值或者計算出的相關值來代替能量值。選擇具有最高能量的導頻信號。分配器264分配一個瑞克觸頭270A,270B用於處理通過通知所找到的延遲的瑞克觸頭而找到的信號分量。數目N可以根據情況變化，或者對於多徑傳播的信號分量的電平可以設置一個閾值。因此，定時搜索是一個動態過程，是要合併的瑞克觸頭270A,270B的分配。
實際上，分配一個預確定數目的瑞克觸頭270A,270B和/或在相關計算時對於超過預定閥值的延遲需要一個數。通常，一個限制係數將是所使用的瑞克觸頭270A,270B的最大值。在這個例子中，所分配的瑞克觸頭270A,270B的數目用字母N表示。信號分量的數目取決於無線條件以及，例如有關地域形狀和建築物引起的反射之類的。在大多數情況下，用來搜索目多徑傳播的信號分量的最小延遲是一個碼片。瑞克觸頭分配的頻率可以是可變的。例如它可以對於每個時隙或者每個幀來執行。
通過三個分開的濾波器結構可以改進延遲估計器290A的功能。可以以任何方式單獨或者合併地使用這三個解決方案。由連接到信道估計器292上的第一個濾波器結構對由信道估計器292產生的信道脈衝響應進行相干平均。因此獲得的更好的信道估計也使加權係數更可靠。由連接在每個天線分支232A,232B中的乘法器294A,294B和天線分支加法器298之間的第二個濾波器結構對乘以了加權係數的解擴導頻部分進行非相干濾波。這改善了在每個天線分支232A,232B中所獲得的結果。由連接在天線分支加法器298和分配器264之間的第三個濾波器結構對合併的導頻信號進行非相干平均。
一個瑞克觸頭270A,270B通過一個給定碼延遲來處理一個多徑傳播的信號分量。瑞克觸頭270A,270B包括信道估計器272，通過它產生一個包括在無線電信號中的並且依靠一個已知導頻部分找到的一個多徑傳播的信號分量的信道脈衝響應，即實際的信道的複合脈衝響應抽頭。
另外，瑞克觸頭270A,270B包括幹擾估計器272，通過它產生一個幹擾信號，該幹擾信號包括在各個天線分支232A,232B的無線電信號中並且通過從接收的無線電信號中減去期望的再生無線電信號來產生。在這個實施例中，依靠包括在無線電信號中的已知導頻部分以及依靠信道的估計的脈衝響應來獲得所期望的再生無線電信號。
在圖2C中用虛線描寫的區域闡明了包括在無線電信號中的的274A的處理以及包括在無線電信號中的數據部分274B的處理。
瑞克觸頭270A,270B，包括解擴器276A,276B，其被連接到每個天線分支232A,232B並通過一個由延遲估計器260通知的延遲使用一個已知擴展碼來對包括在多徑傳播的信號分量中的擴展導頻部分進行解擴。相應地，瑞克觸頭270A,270B包括解擴器276C,276D，它被連接到每個天線分支232A,232B並通過一個由延遲估計器260通知的延遲使用一個已知擴展碼來對包括在多徑傳播的信號分量中的擴展導頻部分進行解擴。有L個解擴器用於處理數據部分以及導頻部分，即在每個瑞克觸頭270A,270B中的每個天線分支232A,232B有兩個。實際上，當解擴時，信號分量的數據部分或者導頻部分按照正確的相位乘以一個擴展碼的復共扼。
總體上，為了最好的聲頻信號分量，是延遲估計器260分配N個瑞克觸頭270A,270B的這樣一個情形。
在各個瑞克觸頭270A,270B中，處理L個天線分支232A,232B。對無線電信號的導頻部分和無線電信號的數據部分分別地處理。數目N可以根據情況變化，或者對於多徑傳播的信號分量的電平可以設置一個閾值。如果超過這個閾值是超過，則通知所述瑞克觸頭270A,270B並且接收繼續進行。因此，定時搜索是一個動態過程，是要合併的瑞克觸頭270A,270B的分配。
瑞克觸頭270A,270B中的加權係數部分272形成將每個天線分支232A,232B的信號對幹擾和噪聲比(SINR)最大化的加權係數。這例如可以通過使由天線分支232A,232B的幹擾和噪音組成的一個幹擾信號的協方差矩陣的逆矩陣乘以信道的估計脈衝響應矢量來進行。該加權係數是複數。
由每個天線分支232A,232B中的解擴器276A,276B解擴的導頻部分乘以通過使用位於延遲估計器270A,270B中的乘法器284A,284B所獲得的加權係數。相應地，由每個天線分支232A,232B中的解擴器276C,276D解擴的數據部分274B乘以由乘法器284C,284D獲得的加權係數。相應地，包括導頻部分的信號分量和包括數據部分的信號分量分別乘以相同的加權係數。
位於瑞克觸頭270A,270B中最後的天線分支加法器278A，把通過分開的天線分支232A,232B接收的並且與一個加權係數相乘的解擴的導頻部分274A合併為一個導頻信號。
相應地，天線分支加法器278B，把通過分開的天線分支232A,232B接收的並且與一個加權係數相乘的解擴的數據部分274B合併為一個數據信號。
瑞克接收機另外包括把由不同的推遲作用的瑞克觸頭270A,270B的數據信號合併為表示接收比特的總和數據信號。然後按照圖2A把數據比特從模塊228帶到模塊226進行解交錯。所給出的接收機既適合位於基站處又適合位於用戶設備處。這意味著數據信道和控制信道的I/O複合和時間複合是可能的。
在天線分支加法器278A,278B和瑞克觸頭加法器280A,280B之間，可以存在一個實部278A,278B，從每個天線分支的合併信號中去掉它的虛部，因為虛部是在信道估計期間產生的錯誤項。
在優選實施例中，瑞克接收機包括把由不同的延遲作用的瑞克觸頭270A,270B的導頻信號合併為一個表示所接收的導頻比特的總和導頻信號。為信幹比而將這個總和導頻信號帶到估計器282，估計所述信道的信幹比。由所獲得的所述信道的信幹比控制閉合環路的功率控制。這一點在圖2C的模塊282中通過文本TPC(發射功率控制)說明。
本發明最好通過軟體實現，包括分模塊228中的至少部分功能改變為由一臺處理器執行的軟體。可是，需要一個高計算容量的延遲估計器260,290A最好被實現為一種應用特定的集成電路(ASIC)。包括在模塊228中的其他功能由提供所需功能的裝置解決方案實現，例如，一ASIC或者一離散邏輯。
接下來介紹一種計算使SINR最大化的加權係數的方法，假定信道的脈衝響應h和幹擾與噪聲的協方差矩陣Ruu是已知的。該方法既可以使用在瑞克觸頭270A,270B中又可以使用在延遲估計器290A中。隨後，介紹一種依靠包括在信號中的已知導頻比特來估計h和Ruu的方法。該描述是一種有關用於處理信號的碼元電平的複合的基帶信號。在該描述中，粗表面項表示一個垂直矢量或者一個矩陣。讓我們假定通過匹配濾波器在時間軸上找到N個多徑傳播的感興趣的信號(SOI)，並且通過L個分開的天線接收每個信號分量。第n個多徑傳播的信號分量的L個複數信道抽頭由具有一長度L的矢量hn表示。由其他用戶引起的附加的多個接入幹擾(MAI)，多逕自幹擾以及噪聲由一矢量un表示，將其模型化為一具有可能空間有色協方差Ruu,n=E[ununH]的L個變量的複數高斯分布過程。從L個天線收到的信號由矢量rn表示。從M大小的字母表輸出的第M個用戶的信息碼元由項Sm表示。
用於解擴的MAI的高斯假設對於具有不同長度的大量的擴展因數是有效的。
隨後，把每個碼元周期離散化為K個抽樣，因此可以以這樣的形式表示矢量rnrn[k]=hnSm[k]+un[k],k=1,...,K(1)通過把N個矢量的每一個堆棧為具有長度LN的矢量，一種更簡潔的表達式可獲得r[k]=hSm[k]+u[k],k=1,...,K (2)高斯分布幹擾變量un[k]和u[k]相互沒有互相干通過瞬時抽樣同時通過SOI的不同的多徑傳播分量。然後Ruu[k]=E[u[k]uH[k]]=diag(Ruu,1[k],...,Ruu,N[k]) (3)假定碼元Sm是等可能性的並且信道參數h和幹擾與噪聲的協方差矩陣Ruu[k]既是已知的，則最佳的解調包括對數似然函數(|·|表示行列式)的最大化L(r,Sm)=ln(k=1K1LN|Ruu[k]|exp{-u[k]Ruu-1[k]uH[k]})]]>=-k=1K(r[k]-hsm[k])HRuu-1[k](r[k]-hsm[k])+const1---(4)]]>假定碼元具有相同的能量，可以把公式4發展為形式L(r,sm)=k=1K2Re{rH[k]Ruu-1[k]hsm[k]}+const2]]>=2Re{k=1K(n=1NwnH[k]rn[k])sm[k]}+const2=2Re{SmHt---(5)]]>因此將幹擾最小化的N個加權係數為wn[k]=Ruu,n-1[k]hn，並且矢量Sm和t分別具有一個有成分Sm[k]的長度。n=1NwnH[k]rn[k]]]>相應地，前面介紹的IRC瑞克接收機可以被分解為N個臨時的瑞克觸頭，其每一個通過使用加權係數wn[k]=Ruu,n-1[k]hn在L個天線輸入上執行空間的IRC。對瑞克觸頭的輸出進行總計，即合併，並且把一個相關檢測器應用來為碼元Sm確定一個實現最大碼元相關尺度的數值。
如果可以忽略SOI的多逕自幹擾，則例如當處理增益足夠大時，Ruu,n在所有N個觸頭中本質上是相同的，其意味著對它只需要估計並反向一次。當幹擾協方差矩陣是空間白色，即Ruu,n=ID時，則因為wn[k]=hn，所以IRC變成MRC。如果使用遞歸算法，例如最小平方法(LMS)或者遞歸的最小二乘法(RLS)，則可以避免矩陣Ruu,n的直接的矩陣倒置(DMI)。相應地，可以以這樣的一種方式構造接收機以使可以根據MRC和IRC之間的情況改變消除幹擾方法。當數據傳輸速度很高時，幹擾是有色的，因此，使用IRC，而另外在低數據傳輸速度時使用MRC。原則上，MRC只是IRC的一種特殊情況，這意味著所使用的方法可以總是IRC。
假定h和Ruu不是已知的，則接下來介紹利用所執行的信道估計的矢量h的未組織的最大似然ML信道估計和協方差矩陣Ruu的估計。正如前面指出的那樣，I/Q複合使用在上行鏈路方向中，數據信道被複合到分支I而控制信道被複合到分支O。控制信道還包括先前已知的導頻部分。通過利用正交的擴展碼進行解擴可以把兩個信道彼此分開。利用BPSK碼元Sm∈{-1,1}，通過對於每個部分分別地記錄它，可以從方程式1中獲得碼元電平信號模型。現在進一步假定標引k是指碼元序列的比特標引。DPCCH的K比特集中到一個時隙中。
先前，假定信道參數h和幹擾協方差Ruu已知。現在，假定有關任一空間結構的先前(priori)信息是可用的；它意味著在最大似然原理上產生最佳的信道估計。矢量r[k],k=1,...,K和在一個時隙內部的DPCCH的導頻比特sp[k]被使用，通過它產生ML個估計 是將數似然函數的聯合最小化。L(r,h,Ruu)=]]>=ln(k=1K1LN|Ruu[k]|exp{-(r[k]-hsp[k])HRuu-1[k](r[k]-hsp[k])})---(6)]]>=-ln|Ruu-1|-trace{Ruu1Kk=1K(r[k]-hsp[k])}+const1]]>這個ML估計問題是可分的。當ML被給出估計h，則矢量將是R,,R^uu=1Kk=1K(r[k]-h^sp[k])(r[k]-h^sp[k])H---(7)]]>並且ML估計h～被作為價值函數(j表示行列式)的最小化而獲得。F=|1Kk=1K(r[k]-hsp[k])(r[k]-hsp[k])H|---(8)]]>=|(h-r^srH)(h-r^srH)H+R^rr-r^srHr^sr|]]>
這裡r^sr=1Kk=1Ksp[k]rH[K],R^rr=1Kk=1Kr[k]rH[k]]]>為了選擇將F最小化h=r^srH---(9)]]>代替估計來自解擴信號中的Ruu，可以使用寬帶信號用於協方差矩陣估計。在該方法中我們計算Rrr而不是計算Ruu並且使用那項來抑制幹擾。在Rrr估計中我們具有大量抽樣並且由此可以增加估計的精度。同時，在該方法中，對於所有的碼片延遲位置，協方差矩陣只需要被計算出並反向一次。因此，可以降低計算的負荷。Ruu是幹擾加噪聲的空間相關矩陣而Rrr是信號加幹擾加噪聲的空間相關矩陣。在圖2D中描述了Ruu方法，在圖2E中描述了Rrr方法。圖2E除了幹擾估計器286估計來自所接收的寬帶信號的Rrr之外別的方式與圖相同，並且對加權係數部分288忽略這個信息。
在上面描述了一種基於導頻比特的線性信道估計器。對於本領域的技術人員來說，很顯然，知道更多開發的信道估計方法，諸如利用一個數據信道的方法之類的，也能應用到本發明的方法中。
在所描述的無線電系統中，在某些情形下可能出現由鄰近所期望的信道的頻帶引起幹擾，這個幹擾被認為是相鄰信道功率(ACP)。相鄰頻帶可能是鄰近所述操作者的WCDMA頻帶，另一操作者的WCDMA頻帶或者其它系統的一個頻帶例如GSM系統。該問題可能引起上行鏈路方向中的單元中的封塞。例如，讓我們假定一個高效率GSM發射機向以高數據速度操作的一個瑞克接收機引起ACP，即例如在一個5MHz頻帶上以一個低擴展比。該ACP(總體上作為幹擾)必須在噪聲電平上面以便可以消除它。根據本發明，由幹擾估計器272產生的幹擾信號則包括由所期望的信道的相鄰頻帶引起的幹擾，即相鄰信道功率，因此能消除它的有害影響。因此能避免由於ACP對網孔進行的收縮。
雖然在上面參考附圖的例子已經描述了本發明，但是十分清楚本發明不限制於此，而是可以在附加的權利要求的發明思想的範圍之內的許多方面進行修改。
權利要求
1．一種瑞克接收機，包括用於接收無線電信號的至少兩個天線分支(232A，232B)，連接到天線分支(232A,232B)用於處理無線電信號的多徑傳播的信號分量的至少一個瑞克觸頭(270A,270B),以及連接到天線分支(232A,232B)上的延遲估計器(290A)，延遲估計器(290A)包括一個解擴器(296A,296B)，連接到每個天線分支(232A,232B)用於通過由一個延遲使用一個已知的擴展碼來對包括在多徑傳播的信號分量中的導頻部分進行解擴；和一個分配器(264)，用於選擇至少一個延遲，通過那一個延遲接收一個多徑傳播的信號分量，並且分配一個瑞克觸頭(270A,270B)用於處理所找到的信號分量；其特徵在於，延遲估計器(290A)進一步包括一個信道估計器(292)，用於產生依靠包括在每個天線分支(232A,232B)的無線電信號中的一個已知導頻部分所找到的多徑傳播的信號分量的信道的脈衝響應；一個幹擾估計器(292)，用於產生一幹擾信號，該幹擾信號包括在每個天線分支(232A,232B)的無線電信號中並且由幹擾和噪聲組成；一個加權係數部分(292)，用於向每個天線分支(232A,232B)提供將信號對幹擾和噪聲比(SINR)最大化的加權係數；一個乘法器(294A,294B)，用於使每個天線分支(232A,232B)中的解擴器(296A,296B)解擴的導頻部分乘以一個加權係數；一天線分支加法器(298A)，用於把通過分開的天線分支(232A,232B)接收的並且乘以了加權係數的解擴導頻部分合併為一個合併的導頻信號，在分配器(264)中選擇是基於合併的導頻信號。
2．一種如權利要求1所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)產生一個幹擾信號，其被用於所有不同的延遲。
3．一種如權利要求1所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)為每個延遲產生幹擾信號。
4．一種如權利要求3所述的瑞克接收機，其特徵在於，對於每個延遲使用它自己的幹擾信號。
5．一種如權利要求3所述的瑞克接收機，其特徵在於，使用每個延遲的幹擾信號計算出一平均幹擾信號，並且對於每個延遲都使用這個平均幹擾信號。
6．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)通過由一個延遲使用一已知的擴展碼來把包括在多徑傳播的信號分量中的解擴導頻部分(274A)使用作為一輸入。
7．一種如在前的權利要求1-5任一項所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)把接收用無線電信號使用為一輸入。
8．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)通過從接收的無線電信號中減去一期望的再生無線電信號來產生一幹擾信號。
9．一種如權利要求8所述的瑞克接收機，其特徵在於，依靠已知導頻部分和信道的估計的脈衝響應來獲得所期望的再生無線電信號。
10．一種如權利要求8或9所述的瑞克接收機，其特徵在於，依靠包括在解擴的多徑傳播的信號分量中被檢測的數據比特的判定反饋來獲得所期望的再生無線電信號。
11．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)通過使用多用戶檢測來產生一幹擾信號，因此其他用戶的信號形成幹擾信號。
12．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，由幹擾估計器(292)產生的信道脈衝響應通過連接到該信道估計器(292)上的第一個濾波器結構進行相干平均。
13．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，乘以了加權係數的解擴的導頻部分由在每個天線分支(232A,232B)中連接在乘法器(294A,294B)與天線分支加法器(298)之間的第二濾波器結構進行非相干濾波。
14．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，合併的導頻信號由連接在天線分支加法器(298)與分配器(264)之間的第三濾波器結構進行非相干平均。
15．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，對於每個天線分支(232A,232B)，用匹配濾波器(262A,262B)替換解擴器(296A,296B)用於對有不同延遲的接收無線電信號執行預確定數目的並行相關計算，因此在預確定延遲處通過一已知的擴展碼在相關計算中對包括在接收無線電信號中的導頻部分進行解擴。
16．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，為了提供天線增益，天線分支(232A,232B)形成一天線陣，由此通過定相分開的天線信號來在所期望的方向上形成一天線射束。
17．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，天線分支(232A,232B)為分集分支。
18．一種如權利要求17所述的瑞克接收機，其特徵在於，天線分支(232A,232B)通過空間分集實現的天線。
19．一種如權利要求17所述的瑞克接收機，其特徵在於，天線分支(232A,232B)通過極化分集實現的天線。
20．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，信道估計器(272)在最佳最大似然原理上執行信道估計。
21．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，通過乘以由信道的估計脈衝響應產生於天線分支(232A,232B)的幹擾信號的一協方差矩陣的逆矩陣來為每個天線分支(232A,232B)形成將信號對幹擾和噪聲比最大化的加權係數。
22．一種如權利要求21所述的瑞克接收機，其特徵在於，通過最佳最大似然方法所產生的信道估計被用來估計產生自幹擾和噪聲的協方差矩陣。
23．一種如在前的任一權利要求所述的瑞克接收機，其特徵在於，幹擾估計器(292)通過由幹擾估計器(272)產生的幹擾信號包括由所期望的信道的相鄰頻帶所引起幹擾，即相鄰信道功率。
全文摘要
本發明涉及一種使用IR的CDMA系統的瑞克接收機。該瑞克接收機包括至少兩個天線分支(232A,232B),至少一個瑞克觸頭(270A,270B),以及一個延遲估計器(290A)。該延遲估計器(290A)包括解擴器(296A,296B)和用於選擇至少一個延遲的分配器(264),通過那一延遲接收多徑傳播的信號分量,並且分配瑞克觸頭(270A,270B)用於處理通過通知所發現的延遲的瑞克觸頭(270A,270B)而找到的信號分量。延遲估計器(290A)進一步包括:信道估計器(292),用於產生幹擾信號的幹擾估計器(292),用於向每個天線分支(232A,232B)提供將信號對幹擾並且噪聲比(SINR最大化的加權係數的加權係數部分(292),用於使導頻部分乘以一個加權係數的乘法器(294A,294B),以及天線分支加法器(298A),用於把通過分開的天線分支(232A,232B)接收的並且乘以了加權係數的解擴的導頻部分合併為一個合併的導頻信號,在分配器(264)中選擇是基於合併的導頻信號。
文檔編號H04B1/707GK1324524SQ99812580
公開日2001年11月28日 申請日期1999年11月26日 優先權日1999年11月26日
發明者埃薩·蒂羅拉, 尤哈·伊利塔羅 申請人:諾基亞網絡有限公司