用於下行鏈路信道估計的方法與流程
2023-05-14 06:18:22
本發明涉及無線網絡技術，具體地，涉及一種在多入多出無線通信系統的基站中用於下行鏈路信道估計的方法、一種在多入多出無線通信系統中用於下行鏈路信道估計的基站、一種在多入多出無線通信系統的用戶設備中用於下行鏈路信道估計的方法以及一種在多入多出無線通信系統中用於下行鏈路信道估計的用戶設備。
背景技術：
由於其在降低射頻鏈路的數量並且同時實現完全的波束成形/分集增益方面的卓越的能力，混合的模擬/數字預編碼為多入多出MIMO技術提供了一種低成本並且高效率的解決方案。與傳統的純數字預編碼(在其中每個天線元件必須配備單獨的射頻鏈路)相比較，混合的預編碼能夠顯著地降低射頻鏈路的數量並且同時實現相似的性能。混合的預編碼的另一個重要的優點在於其具有非常低的訓練和反饋開銷，與全數字預編碼相比較的話，這一點在頻分復用FDD之中非常有用。由於對基於純數字預編碼的多入多出MIMO系統來說，其所需的訓練和反饋開銷隨著天線數量的增加而線性地增長，從而使得基於數字預編碼的多入多出MIMO系統在FDD之下難於實現。藉助於混合預編碼，該問題得以解決。在混合預編碼之中，空間的信號處理操作被分割成高維度的模擬預編碼和低維度的數字預編碼。模擬的預編碼使用低成本的射頻移相器網絡來實現，該移相器網絡能夠以不同的結構來實現。基於混合預編碼算法，模擬預編碼被設計成與信道空間相關矩陣相匹配，並且數字預編碼被設計成與模擬預編碼之後 的有效信道相匹配。該算法使得混合預編碼適於頻分復用FDD系統，因為模擬預編碼矩陣的計算只需要慢變化的寬帶信道相關矩陣信息，其所需的訓練和反饋大小僅隨著射頻鏈路數量線性增長，而不是隨著天線數線性增長。由於射頻鏈路數量遠小於天線數量，所需的訓練和反饋開銷大大降低。
為了在FDD系統之下實現混合預編碼，下行鏈路物理信道估計對於用戶來說是需要的，以便其估計並且反饋空間的相關矩陣。傳統的物理信道估計技術允許不同的天線在不同的時頻資源之上傳輸導頻,因此不同天線的導頻間沒有幹擾。然而在混合預編碼架構下，由於移相器網絡的使用，這種傳統的導頻傳輸技術並不適用。連接到相同射頻鏈路的天線必須使用相同的時頻資源來傳輸導頻，造成了不同天線的導頻間的幹擾。
技術實現要素：
根據上述對背景技術以及存在的技術問題的理解，在本發明之中將會討論針對混合的模擬/數字預編碼系統的下行鏈路(DL)信道估計問題。由於混合預編碼的特定的硬體結構的緣故，傳統的下行鏈路信道估計技術使用的不同天線間相互正交的導頻用於在此並不適用了。由於下行鏈路物理信道估計以及用戶反饋對於基站來獲得信道狀態信息用於預編碼至關重要，尤其是在FDD模式之下，其也為混合預編碼的關鍵技術之一。在本發明之中將會解決該問題並且提出一種高級的導頻傳輸和信道估計技術，以便解決具有任意射頻移相網絡結構的混合預編碼中下行鏈路物理信道估計的問題。
本發明的第一方面提出了一種在多入多出無線通信系統的基站中用於下行鏈路信道估計的方法，其中，所述多入多出無線通信系統的基站之中具有NT個天線和NFFT個子載波，所述方法包括：
-將源自每個射頻鏈路的導頻信號藉助於與所述每個射頻鏈路相關聯的第一模擬預編碼矩陣進行預編碼以得到第一導頻信號；以及
-將經過預編碼的第一導頻信號映射至與所述每個射頻鏈路連 接的所有天線並且由所述天線進行傳輸。
在本發明的一個實施例之中，源自不同的射頻鏈路的導頻信號藉助於不同的OFDM符號來進行傳輸。
在本發明的一個實施例之中，經過預編碼的第一導頻信號將由與所述每個射頻鏈路相連接的所有天線同時進行傳輸。
在本發明的一個實施例之中，由該基站所使用的射頻鏈路的數量S小於天線的數量NT。
在本發明的一個實施例之中，由該基站從其所使用的射頻鏈路的數量S中選擇數量為s≤S個射頻鏈路用於導頻信號的傳輸。
在本發明的一個實施例之中，所述方法進一步包括：
-對包含T個OFDM符號和NFFT個子載波的時頻資源進行分區以得到包含相同數量的時頻資源單元的時頻資源塊；
-對每個時頻資源塊之中的導頻信號採用與所述時頻資源塊相關聯的第二模擬預編碼矩陣進行預編碼以得到第二導頻信號；以及
-將經過預編碼的第二導頻信號映射至與所述每個射頻鏈路連接的所有天線並且由所述天線進行傳輸。
在本發明的一個實施例之中，所述第二模擬預編碼矩陣中的對應不同天線的每行相互之間相互正交。
本發明的第二方面提出了一種在多入多出無線通信系統中用於下行鏈路信道估計的基站，其中，所述基站的特徵在於實施根據本發明的第一方面所描述的方法。
本發明的第三方面提出了一種在多入多出無線通信系統的用戶設備中用於下行鏈路信道估計的方法，所述方法包括：
-從與所述用戶設備連接的基站接收第一導頻信號，其中，所述第一導頻信號源自每個射頻鏈路,藉助於與所述每個射頻鏈路相關聯的第一模擬預編碼矩陣進行預編碼、被映射至與所述每個射頻鏈路連接的所有天線並且由所述天線進行傳輸；以及
-所述用戶設備根據所述第一導頻信號進行時延估計。
在本發明的一個實施例之中，所述方法進一步包括：
-從與所述用戶設備連接的基站接收第二導頻信號，其中，所述第二導頻信號為對包含T個OFDM符號和NFFT個子載波的時頻資源進行分塊以得到包含相同數量的時頻資源單元的時頻資源塊並且對每個時頻資源塊之中的導頻信號採用與所述時頻資源塊相關聯的第二模擬預編碼矩陣進行預編碼、被映射至與所述每個射頻鏈路連接的所有天線並且由所述天線進行傳輸而得到第二導頻信號；以及
-所述用戶設備根據所述第二導頻信號進行信道估計。
在本發明的一個實施例之中，所述用戶設備還根據所述時延估計來輔助信道估計。
本發明的第四方面提出了一種在多入多出無線通信系統中用於下行鏈路信道估計的用戶設備，其中，所述基站的特徵在於實施根據本發明的第三方面所描述的方法。
如上所述，現有的信道估計技術設計用於全數字預編碼系統，其並不能適用於帶有移相器網絡的混合預編碼系統，因為移相器的引入。而依據本發明的技術能夠成功地解決以上問題並且達到與使用相同的導頻開銷的現有的信道估計一樣的性能。
附圖說明
通過參照附圖閱讀以下所作的對非限制性實施例的詳細描述，本發明的其它特徵、目的和優點將會變得更明顯。
圖1示出了在時延估計階段的導頻傳輸解決方案的示意圖100；以及
圖2示出了在信道估計階段的導頻傳輸解決方案的示意圖200。
在圖中，貫穿不同的示圖，相同或類似的附圖標記表示相同或相似的裝置(模塊)或步驟。
具體實施方式
為了更好地說明本發明的方法和裝置以及使用依據本發明的方 法或包括依據本發明的裝置的應用於無線通信網絡的用戶設備和基站，以下首先介紹本發明所使用到的兩項重要現有技術，分別為調製寬帶轉換器技術和循環特性檢測技術。以下參照附圖及相關公式做簡單介紹。
在以下優選的實施例的具體描述中，將參考構成本發明一部分的所附的附圖。所附的附圖通過示例的方式示出了能夠實現本發明的特定的實施例。示例的實施例並不旨在窮盡根據本發明的所有實施例。可以理解，在不偏離本發明的範圍的前提下，可以利用其他實施例，也可以進行結構性或者邏輯性的修改。因此，以下的具體描述並非限制性的，且本發明的範圍由所附的權利要求所限定。
以下將考慮一個多入多出MIMO的OFDM系統具有NT個基站天線、單天線用戶以及NFFT個子載波。其中基站使用S(S<<NT)個射頻鏈路，並採用混合預編碼技術進行預編碼。混合預編碼能夠採用任意結構的移相器網絡。所提議的下行鏈路物理信道估計技術包括兩個階段，分別為時延估計階段和信道估計階段。接下來將分別介紹這兩個階段。
首先介紹時延估計階段，在該階段，射頻鏈路中的所有的射頻鏈路或者一部分的射頻鏈路被用於傳輸導頻以便用戶估計時延。源自不同的射頻鏈路的導頻在不同的OFDM符號之中加以傳輸。在每個OFDM符號之中僅僅傳輸來自一個射頻鏈路的導頻。對於每個射頻鏈路來說，導頻被非連續等間隔地插入到整個帶寬之上。源自一個射頻鏈路的導頻首先由相應於該射頻鏈路的模擬預編碼矩陣進行預編碼，然後映射到與該射頻鏈路相連接的所有的天線之上並且加以傳輸。不同的射頻鏈路使用不同的模擬預編碼矩陣。在該階段的一個導頻傳輸的示例如圖1所示，其中，x表示導頻信號並且cs(s＝1～S)表示用於第s個射頻鏈路的NT*1的模擬的預編碼矩陣。經過預編碼的源自一個射頻鏈路的導頻從所有連接至該射頻鏈路的天線同時傳輸。
經過基站側的這樣的預編碼處理之後，用戶將會從射頻鏈路接收到時域的導頻，其測量在每個時延之上的功率，然後平均化源自所 有射頻鏈路的導頻信號的功率並且找出具有超過預先限定的閾值的功率的時延作為所估計的時延。在該階段，用戶並不需要知道在基站側所使用的模擬的預編碼矩陣。
以下將介紹信道估計階段。假定該信道在Tcoh個OFDM符號和Wcoh個子載波上是基本平坦的。從中選擇W和T個相應的資源，從而使得W≤min(Wcoh，S)和NT/W≤T≤Tcoh。S個射頻鏈路中的W個被用於在T個連續的OFDM符號之中傳輸導頻。T個OFDM符號上的時頻資源由W個射頻鏈路以正交的方式來共享。來自一個射頻鏈路的導頻首先由與該射頻鏈路相對應的模擬預編碼矩陣來加以預編碼、映射到所有與該射頻鏈路相連接的天線並且然後加以傳輸。不同的射頻鏈路在不同的OFDM符號之中使用不同的模擬預編碼矩陣。在圖2之中示出了在該信道估計階段的導頻傳輸方案，其中，x表示導頻信號並且cs,t(s＝1～S)表示第s個射頻鏈路在第t個OFDM符號之中所使用的模擬預編碼矩陣。在該圖之中，不同的射頻鏈路在不同的子載波之上傳輸導頻。
如上所述，連接至相同的射頻鏈路的天線將會使用相同的時頻資源用於傳輸導頻，這將在接收端帶來天線之間的幹擾。因此，在該信道估計階段所使用的模擬的預編碼矩陣必須小心地加以設計從而有利於天線間幹擾的消除。鑑於此目的，本發明將T個OFDM符號上的時頻資源分為NFFT/W個時頻資源塊，每個時頻資源塊包括W個連續的子載波和T個連續OFDM符號。由於W≤Wcoh並且T≤Tcoh，所以在每個時頻資源塊上的信道可以被認為是平坦的。該模擬預編碼矩陣被設計使得連接至同一射頻鏈路的不同的天線在每個時頻資源塊上經歷的模擬預編碼向量之間相互正交。例如，假設所有的天線被分為L個層，相同層內的天線連接至相同的射頻鏈路，並且不同層內的天線被連接至不同的射頻鏈路。假定S(l)表示連接至在第l個層之中的天線的射頻鏈路的索引集並且假定W＝S。那麼在圖2之中所使用的模擬的預編碼矩陣必須被設計為使得由{cs,t|s∈S(l),t＝1～T}為列所組成的矩陣具有相互正交的行。
用戶接收到T個OFDM符號上的來自所有射頻鏈路的導頻後，用戶將會實施MMSE信道估計。在第一階段所產生的時延估計將被用於估計該信道的頻域相關矩陣，估計出的頻域相關矩陣將被用於增強MMSE信道估計。藉助於模擬預編碼矩陣的正交設計的能夠成功地在MMSE信道估計之中消除天線間的幹擾。
在該信道估計階段，需要知道被用於傳輸導頻的模擬預編碼矩陣。這樣的信息在之前的方案之中並不需要，因為不同的基站能夠使用不同的模擬預編碼矩陣。模擬預編碼矩陣的結構取決於所使用的混合預編碼中移相網絡的結構。因此，基站必須通過下行信令來通知用戶自己所使用的模擬預編碼矩陣。所涉及的信令開銷是非常小的，因為僅僅需要指示該混合的由基站所使用的預編碼移相網絡的結構便可，並且其並不隨時間和頻率而變化。
以下將藉助於公式進一步闡述本發明的構思。
以下公式基於以下前提，即OFDM MIMO系統具有NFFT個子載波，基站裝備有NT個天線並且配備Sdmax，其中，dmax為最大時延擴展。
接下來介紹信道估計，其中，表示第s個射頻鏈路用來傳輸導頻的OFDM符號和子載波對的索引集合，即在僅當時，第s個射頻鏈路在第t個OFDM符號的第w個子載波之上所傳輸導頻。那麼在第t個OFDM符號的第w個子載波之上所接收到的導頻表示為：
其中，hwis為H的第w列,Ct＝[c1,t…cs,t…cS,t]，bt,w為S×1維的向量，其第s個元素bt,w(s)指示第s個射頻鏈路在第t個OFDM符號的第w個子載波之上是否傳輸的導頻，即：
考慮所有T個OFDM符號，公式(4)能夠重寫為(假定在T(T≤Tcoh)個OFDM符號之上的信道平坦)
其中，
Aw＝[C1b1,w … CTbT,w] (7)
將在所有子載波之上所接收到的導頻疊加入一個大的矩陣，從而得到：
其中，
以及
接收到之後，用戶使用MMSE信道估計技術來估計信道矩陣H,，定義：
以及
其中，σ2為噪聲方差。在公式(11)和(12)之中，Rh被定義為：
其中，D＝diag(d)，d為使用時延估計結果而得到的信道的功率時延屬性(PDP)。然後，使用MMSE得到為：
然後將的估值從向量形式變換為矩陣形式得到信道矩陣H的估值。
接下來介紹用於信道估計的模擬預編碼矩陣的設計：
在該部分將討論如何設計模擬預編碼矩陣{Ct,t＝1～T}以便在用戶側便利化天線間幹擾消除。為了簡化起見，假定NFFT/W為整數。T個OFDM符號中的NFFT個子載波被分為NFFT/W個資源塊，每個資源塊包 含W個子載波和T個OFDM符號。在每個W乘T的資源塊上的信道能夠被認為是平坦的。
假設模擬移相器網絡被分成L個層，每個層包含一個(S/L)×(NT/L)維的子網絡。在相同的層之中的天線被連接至相同的射頻鏈路，不同層的天線連接至不同的射頻鏈路。其中，模擬預編碼矩陣Ct必須遵循以下塊對角線結構：
其中，Ct,l(l＝1～L)為相應於第l層的(NT/L)×(S/L)維的模擬預編碼矩陣。以相同的方式來處理bt,w從而得到：
其中，bt,w,l為由第l層在第t個OFDM符號的第w個子載波之上所使用的映射序列，它是一個S/L×1維的向量。該映射序列{bt,w,l}是遵循以下規則設計的：
W個射頻鏈路以正交的方式平均地共享每個大小為W乘T的資源塊。
該相同的映射規則在所有的大小為W乘T的資源塊中加以重複。
遵循以上兩點規則來設計映射序列。用表示第s個(s≤W)的射頻鏈路在第j個資源塊之中用於傳輸導頻的OFDM符號和子載波對的索引集合，那麼設計成如下形式，即：
(s≤W,s』≤W並且s≠s』) (18)
以及
基於公式(15)和(16)，在公式(4)的第t個OFDM符號之中的第w個子載波之上所接收到的導頻能夠以以下公式來表示，即：
其中，hw，l為hw的相應於在第l層的天線的(NT/L)×1的子向量，即：
由於在不同的層之中的天線被連接至不同的射頻鏈路並且不同的射頻鏈路在不同的時頻資源之上傳輸導頻，所以在不同層的天線之間不存在幹擾。那麼，公式(20)能夠針對特定的層簡化為：
yt,l(w)＝(Ct,lbt,w,l)Thw,lx+nt,w,
在公式(22)之中表示由第l層的射頻鏈路用來傳輸導頻的OFDM符號和子載波對的索引集合，其中，為在第l個層之中的射頻鏈路的索引集。考慮到所有的在T個OFDM符號之中的所有子載波，從第l層所接收的導頻能夠表示為：
其中，
Aw,l＝[C1,lb1,w.l … Ct,lbt,w.l … CT,lbT,w.l] (24)
為了便於消除不同層中天線間的幹擾，被設計成使得源自相同的層的天線的導頻在每個大小為W乘T的資源塊上使用相互正交的模擬預編碼向量來進行模擬預編碼，從而在接收段可以使用匹配濾波器來方便地去除天線間幹擾。考慮第j個(j＝1～NFFT/W)個資源塊。在第j個資源塊上相應於第l層的模擬預編碼矩陣為：
使用公式(17)至(19)之中的映射規則，L層均勻地以正交的方式共享在每個資源塊之中的時頻資源，因此，僅僅具有TW/L個非零的列。(W必須為L的倍數)，設定為的非零列組成的(NT/L)×(TW/L)維的子矩陣。通過合理設計從而使得具有正交的行，即：
(注意:公式(26)僅僅在NT/W≤T下才可行)，為了滿足公式(26)的要求，如此地設計{Ct,l}：定義U為(TW/L)×(TW/L)維的單位陣。用{cs,t,l,s＝1～S}表示Ct,l的列，以如下方式設計cs,t,l，即：
在公式(27)之中，[cs,t,l|(t,w)∈Rl]為滿足(t,w)∈Rl的cs,t,l作為列所組成的矩陣。將由公式(17)至(19)所產生的映射序列和由公式(27)和(28)所產生的模擬預編碼矩陣相結合能夠很簡單地看出公式(26)的要求得以滿足了。
為了簡化起見，將模擬預編碼矩陣和映射序列的設計規則總結為以下幾點：
選擇W和T使得W≤min(Wcoh,S)並且NT/W≤T≤Tcoh並且W還應該為L的整數倍；
對L層使用公式(17)至(19)來產生映射序列{bt,w,l}；以及
使用公式(27)和(28)來對L層計算模擬預編碼矩陣{Ct,l}。
對於本領域技術人員而言，顯然本發明不限於上述示範性實施例的細節，而且在不背離本發明的精神或基本特徵的情況下，能夠以其他的具體形式實現本發明。因此，無論如何來看，均應將實施例看作是示範性的，而且是非限制性的。此外，明顯的，「包括」一詞不排除其他元素和步驟，並且措辭「一個」不排除複數。裝置權利要求中陳述的多個元件也可以由一個元件來實現。第一，第二等詞語用來表示名稱，而並不表示任何特定的順序。