感應功率傳送控制的製作方法

2023-05-12 03:54:52

技術領域：
本發明涉及感應功率傳送領域。更具體而言，本發明涉及一種用於控制向去耦合拾取器的功率感應傳送的方法和電路，該方法和電路使對軌道電流的瞬時擾動最小化。
背景技術：
：在感應功率傳送(IPT)系統中，在交變電流功率電源供應的初級導通路徑或軌道(功率電源和軌道一起形成IPT系統的初級側)和與軌道感應地耦合的一個或多個拾取器(形成系統的次級側)之間感應地傳送功率。拾取器包括由至少拾取器線圈和調諧電容器構成的調諧或諧振電路。兩個常見拾取器拓撲是其中與拾取器線圈串聯地提供調諧電容器的串聯調諧拾取器和其中與拾取器線圈並聯地提供調諧電容器的並聯調諧拾取器。調諧電路通常電耦合到控制電路(通常包括整流器和轉換器或調節器)以獲得用於向負載供應的所需輸出。備選拾取器拓撲稱為如例如圖1中所示串聯-並聯調諧LCI(感應器-電容器-感應器)拾取器。用與慢速切換並聯調諧拾取器相似的慢速切換(即比IPT軌道的頻率少得多的切換頻率)去耦合控制方法控制串聯-並聯調諧LCL拾取器拓撲(下文稱為LCL拾取器)。慢速切換拓撲的問題是拾取器在正常功率調節期間汲取的瞬時湧入功率。在多個拾取器系統中，每當接通拾取器時，瞬時功率湧入瞬時地減少軌道電流。這一擾動如果大的話將限制向耦合到軌道的所有其它拾取器的功率流量。以下引用文獻描述一種用於使用並聯LC調諧拾取器控制器來使這一軌道電流瞬時擾動最小化的控制電路拓撲：Boys,J.T.；Chen,C.I.；Covic,G.A.；"Controllinginrushcurrentsininductivelycoupledpowersystems,"The7thInternationalPowerEngineeringConference,2005,Vol.2,pp.1046-1051,Nov.292005-Dec.22005。然而，不能在使用現有設計方式的LCL拓撲中使用這一簡單方式，因為它在開關模式電路中需要用於連續電流導通的大型DC感應器。發明目的因此本發明的一個目的是提供一種克服或緩解現有技術的一個或多個缺點或備選地至少向公眾提供有用選擇的電路和/或方法。本發明的更多目的將從下文描述中變得清楚。技術實現要素：因而在一個方面，本發明可以廣義地視為在於一種用於感應功率傳送(IPT)拾取器的控制方法，IPT拾取器包括來自諧振電路的AC輸入，AC輸入電耦合到二極體橋接器，二極體橋接器適於整流來自AC輸入的AC電流並且向DC輸入供應DC電流，該方法包括：有選擇地分流二極體橋接器的第一二極體以使AC電流在AC電流的正時段期間向諧振電路再循環；並且有選擇地分流二極體橋接器的第二二極體以使AC電流在AC電流的負時段期間向諧振電路再循環；其中所述第一二極體和第二二極體的分流與AC電流同步，由此調整AC電流的所述正時段和負時段的預定比例以向DC輸出供應DC電流，並且向諧振電路再循環AC電流的所述正時段和負時段的剩餘比例。優選地，所述預定比例出現於AC電流的正時段和負時段中的每個時段的開始，其中所述第一二極體或第二二極體分別在AC電流的相應過零之後導通AC電流，並且通過在適當時間分流所述相應第一二極體或第二二極體來再循環正時段或負時段的剩餘比例。其中二極體首先導通的這一操作模式在本文中稱為模式I。備選地，所述預定比例朝著AC電流的正時段和負時段中的每個時段的結束出現，其中所述第一二極體或第二二極體分別在AC電流的相應過零時被分流以初始地再循環AC電流，然後取消分流相應第一二極體或第二二極體以導通AC電流持續正時段或負時段的預定比例。其中二極體首先被分流的這一操作模式在本文中稱為模式II。優選地，所述正時段和負時段的預定比例與所需DC輸出成比例，其中該方法還包括以下步驟：感測DC輸出並且相應地調整所述預定比例以獲得所述所需DC輸出。優選地，該方法還包括以下步驟：在接通拾取器時將所述預定比例緩慢地增加至所需比例。優選地，該方法還包括以下步驟：在關斷拾取器時將所述預定比例緩慢地減少至零。優選地，通過有選擇地閉合與相應所述第一二極體和第二二極體並聯地提供的第一開關和第二開關來有選擇地控制所述分流。優選地，所述第一開關和第二開關在所述第一二極體或第二二極體分別導通時關斷。優選地，諧振電路包括串聯-並聯調諧LCL(感應器-電容器-感應器)拾取器電路。根據第二方面，本發明可以廣義地視為在於一種適於執行根據本發明的第一方面的方法的IPT拾取器控制器。根據第三方面，本發明可以廣義地視為在於一種感應功率傳送(IPT)拾取器控制器，該IPT拾取器控制器包括：用於從諧振電路接收AC電流的輸入；用於向負載供應DC電流的輸出；以及控制電路，電耦合輸入和輸出，控制電路包括二極體橋接器、分流開關和用於有選擇地操作所述開關以與AC電流同步地分流所述二極體橋接器的第一二極體和第二二極體的控制裝置。優選地，所述控制裝置適於使用所述分流開關來有選擇地分流所述第一二極體和第二二極體，由此二極體橋接器調整並且向輸出供應AC電流的正時段和負時段的相應預定比例，並且向諧振電路再循環AC電流的正時段和負時段的相應剩餘比例。優選地，所述分流開關包括兩個開關，與相應所述第一二極體和第二二極體並聯地提供所述兩個開關中的每個開關，其中所述第一二極體和第二二極體具有共同正極。備選地，所述分流開關可以包括具有共同負極的兩個開關，與相應第一二極體和第二二極體並聯地提供每個開關。優選地，開關包括MOSFET電晶體，其中所述第一二極體和第二二極體包括所述MOSFET電晶體的體二極體。優選地，所述控制裝置還包括感測裝置，感測裝置形成用於感測輸出的反饋迴路並且調整所述預定比例以獲得所需輸出。優選地，所述控制裝置還包括用於相對於AC電流的過零同步第一二極體和第二二極體的分流的過零檢測器。根據第四方面，本發明可以廣義地視為在於一種IPT拾取器，該IPT拾取器適於執行根據本發明的第一方面的方法和/或包括根據本發明的第二方面或第三方面的IPT拾取器控制器。優選地，所述諧振電路包括串聯-並聯調諧LCL(感應器-電容器-感應器)諧振電路。根據第五方面，本發明可以廣義地視為在於一種IPT系統，該IPT系統包括至少一個根據本發明的第二方面或第三方面的拾取器控制器和/或至少一個根據本發明的第四方面的IPT拾取器。本發明的應當在所有它的新穎方面中考慮的更多方面將從下文描述中變得清楚。附圖說明現在將參照附圖通過例子描述本發明的多個實施例，其中：圖1是根據現有技術的串聯-並聯調諧LCL拾取器的電路圖；圖2是根據本發明的串聯-並聯調諧LCL拾取器的電路圖；圖3示出如圖2中大體上示出的電路的例子當在第一模式(為模式I)中操作時的仿真波形；圖4示出相同例子電路當在第二模式(模式II)中操作時的仿真波形；圖5的圖形示出相同例子電路當在模式I中操作時針對各種VDC/Voc比值的歸一化輸出電流相對於開關導通區間；圖6的圖形示出相同例子電路當在模式II中操作時針對各種VDC/Voc比值的歸一化輸出電流相對於開關導通區間；圖7的圖形示出相同例子電路當在模式I中操作時針對各種VDC/Voc比值的歸一化反射電抗阻抗相對於開關導通區間；圖8的圖形示出相同例子電路當在模式II中操作時針對各種VDC/Voc比值的歸一化反射電抗阻抗相對於開關導通區間；並且圖9示出使用圖2的電路並且在半額定負載時在模式I之下操作的根據本發明的例子拾取器電路的實際波形。圖10示出使用圖2的電路並且在各種負載條件(1/3、2/3和額定負載)之下在模式I中操作的根據本發明的例子拾取器電路的實際波形。圖11示出使用圖2的電路越過負載範圍在模式I中操作的根據本發明的拾取器電路的效率測量。具體實施方式貫穿說明書，相似標號將用來指代不同實施例中的相似特徵。本發明提供一種用於串聯-並聯調諧LCL拾取器的控制方法和/或電路，該方法和/或電路實現整流和功率調節二者。本發明在本文中一般稱為「循環電流控制」。它以與其中控制開關以與IPT軌道頻率同步地切換的傳統SCR控制整流器相似的方式操作。控制佔空比以保證實現平滑平均輸出功率，從而能夠提供在全通與全斷狀態之間的平滑功率轉變或表現為快速切換(即切換頻率與IPT軌道頻率相似或同步)控制拓撲。首先參照圖1中所示現有技術的拾取器，特徵阻抗X由下式給出：這裡，Cseries用來增加輸出電流能力。L3和C3的值被選擇使得整流器為了最大輸出功率而在連續導通之下操作，並且也被設計用於適應整流器的非線性影響所引入的額外感應，以使L2中的電流最小化。用於LCL網絡的慢速切換控制器以與並聯調諧電路相似的方式操作，而例外是在並聯LC電路中，諧振在開關閉合時縮滅，而在LCL拓撲中，全諧振電流仍然經過C2、L2、C3和整流器循環。LCL網絡的向L1上的反射阻抗Zr的實部由下式表達：VDC是如圖2中所示電路的調節DC輸出電壓，並且Voc是拾取器線圈的開路電壓。如等式2中所示，回到初級軌道的與拾取器汲取的功率對應的反射阻抗由開關佔空比D直接控制。在D的值從1(即圖1中的開關S保持閉合)改變成0(即開關S保持關斷)或相反時，從功率電源汲取的功率改變。然而在實踐中，初級軌道電流也將瞬時地減少並且暫時地影響向相同軌道上的其它拾取器的功率傳送。如例如圖2中所示提出的循環電流控制電路優選地包括二極體橋接器整流器配置中的四個二極體(D1、D2、D3和D4)，而開關(S1和S2)分別分流第一二極體和第二二極體(D1和D2)，使得閉合開關S1或S2使電流分別在IL3的正時段或負時段期間在AC諧振電路中再循環。然而在實踐中，二極體橋接器的分流二極體可以包括形成開關S1和S2的MOSFET電晶體的體二極體。控制電路將AC電流輸入耦合到DC輸出。在圖2中，示出DC輸出連接到負載RDC。控制電路也可以如圖中所示包括跨接輸出/負載的貯存器或平滑電容器CDC。開關S1和S2用來鉗位L3中的諧振電流(IL3)的部分。Vg1和Vg2是驅動S1和S2的脈寬調製(PWM)柵極信號並且例如使用過零檢測器如下文更具體描述地那樣與IL3同步。如這裡所用術語「同步的」、「同步」等用來指代相對於AC電流輸入仔細地控制切換出現的時間。在AC輸入與切換之間的相位角未必與例如AC電流輸入的過零同時使得切換在每個周期在精確地相同的時間出現，但是被控制並且如果必要則相對於過零來變化以便調節或以別的方式控制IPT拾取器控制器的輸出。對於本領域技術人員而言清楚的是，如果移動兩個控制開關以分流整流器的頂部兩個二極體而不是底部兩個二極體則可以實現相似控制輸出。在這一情況下，開關S3和S4可以被操作用於分流D3和D4並且也可以用(如這裡討論的)兩個可能控制模式來操作以實現相似結果。在這一配置中，這裡討論的用於S1的柵極驅動信號將用來驅動S4，而用於S2的柵極驅動將用來驅動S3。電路的其它這樣的變化或修改是可能的而未脫離本發明的範圍。可以用兩種方式操作本發明的拾取器控制器電路。第一操作模式用於允許D3或D4分別在IL3的正時段或負時段的開始導通，然後接通S1或S2以鉗位IL3的部分以調節輸出功率。如先前在本文中提到的那樣，這一操作模式稱為模式I。第二操作模式用於保持S1或S2在IL3的正時段或負時段的開始導通，然後關斷開關以允許向負載傳送IL3的部分。如先前在本文中提到的那樣，這一操作模式稱為模式II。可以使用任何適當控制裝置(如比如微控制器和/或邏輯電路)來控制開關S1和S2。控制裝置也可以包括感測裝置(用於感測拾取器輸出電流、電壓和/或功率)和反饋迴路以允許控制和/或調節拾取器電路輸出。因此可以使用各種不同控制裝置而未脫離本發明的範圍。適當控制裝置的實施視為在本領域技術人員的能力內。在圖3的波形中圖示模式I的操作。如圖3中所示，用相位延遲θ1(稱為二極體導通區間)控制柵極信號的上升沿並且因此控制Vg1和Vg2的佔空比，該相位延遲θ1以IL3的相應負到正過零和正到負過零為參考。在t0，電流IL3已經恰好變正。在第一開關S1處於默認斷狀態時，二極體D3開始導通。然後經由D3和S2的體二極體D2向負載RDC傳送電流IL3持續電流IL3的正時段的預定比例。LCL網絡的瞬時輸出電壓等於+VDC。在其中達到二極體導通區間θ1的t1，S1接通，並且IL3經過S1和S2的體二極體D2循環以停止向負載RDC傳送功率持續電流IL3的正時段的剩餘比例。取而代之，向諧振電路再循環電流。在t2＝T/2，IL3變負，從而D4導通持續IL3的負時段的預定比例，並且電路包括第一二極體D1即S1的體二極體。在S1的體二極體D1導通之時，可以用零電流關斷S1。VLCL的瞬時值＝-VDC。假如維持相位延遲(二極體導通區間)θ1恆定，那麼向負載RDC傳送的功率在第二(負)半周期中相同。在t3，柵極信號Vg2接通S2以保持IL3經過S2和S1的體二極體D1循環持續IL3的負時段的剩餘比例，從而向諧振電路再循環電流。在IL3經過S1的體二極體循環時，柵極信號Vg1可以在T/2與T之間的任何時間關斷S1。在這樣控制開關S1和S2使得它們與IL3同步時，輸出電流(ID3+ID4)是整流斬波(接近)正弦波。通過控制二極體導通區間θ1或等效地控制開關導通區間θ2(這裡θ2＝T/2-θ1)，直接地和平滑地控制平均輸出電流。θ1可以從0到π變化。在圖4中圖示模式II操作。它以與模式I很相似的方式、但是用不同切換頻率操作。如圖4中所示，用開關導通區間θ2控制柵極信號的下降沿並且因此控制Vg1和Vg2的佔空比，該開關導通區間θ2以IL3為參考。在電流IL3在t0變正之前，開關S1的體二極體D1已經接通而IL3在負方向上流動。因此，在IL3的負時段期間接通S1將造成零電流/零電壓切換。在t0，IL3變正。在S1接通時，迫使IL3經過S1和第二二極體D2即S2的體二極體向諧振電路再循環。未向負載RDC傳送功率持續IL3的正時段的這一比例(等效於模式I的操作中的正時段的「剩餘比例」)。在其中達到開關導通區間θ2的t1，S1關斷，並且IL3經過D3和S2的體二極體D2循環以向負載傳送功率持續電流IL3的正時段的預定比例。在這一比例期間，瞬時LCL輸出電壓VLCL是+VDC。在t0到T/2之間的任何時間，Vg2可以如同S1用零電流/零電壓切換接通S2。在t2＝T/2，IL3變負，從而D3柔和地關斷並且IL3經過S2並且經過S1的體二極體向諧振電路再循環。在t3，柵極信號Vg2關斷S2以允許IL3經過D4向負載傳送功率持續IL3的負時段的預定比例。LCL輸出電壓VLCL的瞬時值是-VDC。在維持開關導通區間θ2和二極體導通區間θ1恆定時，在每個半周期中向輸出傳送的電流相同。通過與IL3同步地控制兩個開關S1和S2的開關導通區間θ2，直接地和平滑地控制輸出功率。這與傳統慢速切換控制拓撲比較提供用於用可變相互耦合調節輸出功率的能力。本發明也通過從零功率到全功率斜升和斜降佔空比來允許在慢速切換應用中的LCL拾取器的全通與全斷狀態之間的平滑轉變，由此使軌道電流瞬時擾動最小化。推導用於相對於二極體導通區間θ1或開關導通區間θ2描述DC輸出電流的理論表達式不切實際。取而代之，下文呈現數值解決方案。用各種VDC/Voc比值對用於兩個建議操作模式的循環電流控制器仿真。針對模式I的操作在圖5中示出針對不同VDC/Voc比值的歸一化輸出電流。這裡，Idc_max是LCL拾取器的理想最大輸出電流並且由下式給出：圖5中所示SPICE仿真結果證實在輸出電流與開關導通區間θ2之間的關係未受VDC/Voc影響。這歸因於LCL網絡的輸出電流源特性。LCL網絡的理想輸出DC電流是具有零開關導通區間的整流正弦波。在整流器向輸出電流中引入諧波時，這使輸出電流從理想正弦波略微地失真。因此，在開關導通區間為零時，歸一化最大輸出電流約為0.95而不是1。在從0°到180°控制開關導通區間θ2時，可以根據圖5中所示關係精確地控制和調節輸出功率。圖5(和後續圖)中所示仿真結果是針對如圖2中大體上示出的根據本發明的電路的具體例子。對於不同LCL設計(即不同感應和電容值)，輸出電流和反射阻抗的分布圖將不同。在圖6中示出模式II的操作中的針對各種VDC/Voc比值的歸一化輸出電流的仿真結果。與模式I相似，相對於開關導通區間θ2的歸一化DC輸出電流對於各種VDC/Voc比值而言相同。然而在輸出DC電流與開關導通區間θ2之間的關係完全不同。在0°到20°之間，輸出DC電流隨著開關導通區間增加而增加而不是如在模式I中那樣減少。在20°到180°之間，DC電流隨著開關導通區間增加而下降。與模式I比較，DC電流的衰減對於模式II的操作而言緩慢得多。據信這是由開關動作引入的額外電流諧波引起的。利用模式I的操作，引入的諧波經過開關和L3循環而不是向負載循環。因此，在0°到20°的開關導通區間之間，在IL3中引入電流諧波時，所得輸出電流比在開關全斷時更大，並且在這兩個操作之間觀測到不同總輸出電流性能。在拾取器開關導通區間θ2從0°到180°變化時，控制輸出功率，但是LCLAC基頻輸出電壓的相位也相對於IL3變化。這針對兩個操作模式向LCL網絡中引入額外Var負載。這一Var負載向初級軌道中反射回從而使功率電源略微失調諧。分別針對操作模式I和模式II在圖7和8中示出針對各種VDC/Voc比值的歸一化反射電抗阻抗的仿真結果。在模式I的操作(如圖7中所示)中，反射阻抗針對不同開關導通區間在感應與電容負載之間擺動。當在0°與135°之間維持開關導通區間θ1時，初級軌道經歷的反射負載為感應，這略微地增加軌道感應。這之所以發生是因為VLCL的相位超前於IL3。在VLCL與IL3之間的相位差增加時，反射感應負載保持增加。反射感應負載的這一增加逐漸地減緩直至開關導通區間θ2達到其中它開始減少的約90°。這是因為VLCL的量值保持隨著開關導通區間θ2增加而減少。因此，在VLCL與IL3之間的相位差增加變成更少主導。當開關導通區間θ2在135°與180°之間變化時，向初級的反射阻抗為電容，這略微地減少軌道感應。這是因為L3和C3的組合阻抗通常少於X以適應整流器引入的感應。回到軌道的反射阻抗量與VDC/Voc比值成比例。不同於模式I的操作，在模式II的操作期間的反射阻抗如圖8中所示為純電容。這歸因於在VLCL與IL3之間的相位以與模式I相反的方式(即這裡在模式II中，VLCL滯後於IL3)。最大反射電抗阻抗出現於90°的相同導通區間，並且它如它在模式I的操作期間之下那樣與VDC/Voc比值成比例。下文通過例子描述本發明的一個例子實施例。使用可商購WampflerTM10kWIPT功率電源來構建和測試提出的循環電流佔空比控制拾取器的2.5kW50V實現方式，該IPT功率電源也將LCL諧振網絡用於AGV(自動化引導車輛)應用。然而如本領域技術人員將理解的那樣，本發明的拾取器可以與任何適當功率電源一起使用。在下表1中列舉這一例子的拾取器參數和軌道感應。I1125AM3.56μHVoc56VL126μHf20kHzVDC50VL2100μHPout2.5kWX1Ω表1在模式I中操作的圖9中示出在半額定功率操作的拾取器的識別器捕獲圖。頂部波形是L3中的電流(IL3)，第二波形是LCLAC輸出電壓(VLCL)，而第三波形是D3和D4的總輸出電流(ID3+ID4)。最後(底部)波形是開關柵極驅動信號Vg1。這一捕獲圖示出通過相對於IL3控制二極體導通區間θ1來成功地控制AC調諧網絡的輸出電壓VLCL。圖10示出在其它加載條件下、在模式I中操作的拾取器的示波器捕獲圖，在無開關柵極驅動波形時，圖10(a)示出在1/3額定負載的操作，圖10(b)示出在2/3額定負載的操作，並且圖10(c)示出在額定負載的操作。在圖11中示出在各種加載條件之下的拾取器效率測量。如從圖11所見，例子拾取器在全負載實現88％的效率並且在半負載仍然在85％以上。這一控制器在其中難以實現高效率的50V和50A操作。如上文討論的那樣，本發明的循環電流佔空比控制方法根據控制的開關導通區間反應可變電抗阻抗。利用表1中的呈現的系統參數，可以使用圖7和8來計算原型系統的最大反射電抗阻抗。利用模式I的操作，最大反射感應負載如圖7中所示隨著80°的開關導通區間出現。最大反射電容負載出現於180°，這對應於拾取器全斷。計算的最大反射電抗阻抗是0.0415Ω，這對應於將初級軌道感應增加0.33μH。Wampfler10kW初級功率電源軌道被調諧至26μH而容差為+/-2μH，因此將需要6個拾取器控制器在80度開關導通區間同時操作以累計上至2μH。由於這一例子系統未被設計成在任一時間攜帶多於4個拾取器以防止功率電源超載，所以反射感應負載在這一設計中不會是問題。另一方面，最大反射電容阻抗是-0.0726Ω，這對應於將初級軌道阻抗減少0.577μH。它將需要上至4個控制器全斷以超過-2μH閾值。利用模式II的操作，反射電抗阻抗為純電容，並且最大反射阻抗如上文討論的那樣隨著80°開關導通區間出現。使用表1和圖8，最大反射電抗是-0.151Ω，這對應於將初級軌道感應減少1.202μH。如果軌道上的多於1個拾取器同時切換，則對功率電源的失調諧影響將超過2μH閾值。因此，在這一境況之下，循環電流佔空比控制可以在慢速切換控制方法中用作在拾取器控制器全斷和全通之間的轉變方案。利用依次切換(即交織切換)控制方法，當在模式II中操作時可以同時在相同軌道上切換不多於2個拾取器以免功率電源中的反射電抗超載。然而，採用LCL諧振網絡拓撲的功率電源針對它的軌道感應少於它的設計值具有更佳容差，而又僅略微地累及功率電源的最大功率額定值。因此，雖然提出的循環電流佔空比控制器引入的額外Var負載使初級功率電源略微地失調諧，但是在實踐中可以通過正常系統參數容差容易處理這一VAR負載。如上文描述的那樣，本發明的方法將通常由控制裝置實施，該控制裝置可以例如包括某一形式的計算裝置或數字或混合信號計算設備或處理器，比如適於向開關S1和S2提供適當柵極電壓的微控制器。一旦被編程用於按照來自程序軟體的指令執行特定功能，該程序軟體實施本發明的方法，計算設備就有效地變成本發明的方法特有的專用計算設備。這一點所必需的技術為嵌入式系統領域技術人員所公知。可以在分發介質比如軟盤、CD-ROM或USB快閃記憶體上向用戶分發實施本發明的方法的電腦程式。可以從該分發介質向硬碟、嵌入式固態存儲器或相似中間存儲介質複製它們。當將要運行程序時，將從它們的分發介質或它們的中間存儲介質向計算裝置的執行存儲器中加載它們，從而配置計算裝置以根據本發明的方法動作。所有這些操作為計算機系統領域技術人員所公知。術語「計算機可讀介質」涵蓋分發介質、中間存儲介質、計算機的執行存儲器和能夠存儲用於以後由實施本發明的方法的計算設備讀取的任何其它介質或設備。備選地，可以完全在硬體中例如由多個分立電子部件和/或專用集成電路(ASIC)執行本發明方法。本發明並且具體為控制裝置因此可以視為在於一種適於執行本發明的方法的電腦程式、一種存儲這樣的電腦程式的計算機可讀介質和/或一種適於執行本發明的上文描述的方法的硬體系統。從上文將了解提供一種允許在慢速切換串聯-並聯調諧LCL拾取器拓撲中調節輸出功率的拾取器控制方法和拾取器控制器。這一調節允許下述中任一或二者：補償在拾取器與初級軌道之間的相互耦合的變化和在拾取器輸出電平之間斜升/斜降以使軌道電流瞬時擾動最小化。除非上下文另有明確要求，否則字眼「包括」等貫穿說明書將如與排他或窮舉意義對比解釋為包含意義，也就是「包括、但不限於」的意義。雖然已經通過例子並且參照本發明的可能實施例描述本發明，但是將了解可以對其進行修改或改進而未脫離本發明的範圍。本發明也可以廣義地視為個別地或在本申請的說明書中引用或指示的部分、單元或特徵中的兩個或更多個部分、單元或特徵的任何或所有組合中共同地在於所述部分、單元和特徵。另外，在已經引用本發明的具有已知等效物的具體部件或整件時，那麼如同個別地闡述一樣將這樣的等效物結合於此。貫穿說明書對現有技術的任何討論決不應當視為承認這樣的現有技術為廣泛地已知或形成本領域的公知常識的部分。當前第1頁1&nbsp2&nbsp3&nbsp