一種ad轉換器裝置的製作方法

2023-04-23 13:51:36 2

專利名稱：一種ad轉換器裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種AD轉換器裝置，其包括；主和次SA調製器， 每個調製器具有用於接收模擬輸入信號的輸入端；濾波裝置，其位 於所述輸入端和量化器之間的前向通路中；輸出端，其連接到量化 器的輸出；以及反饋通路，其從量化器的輸出連接到該濾波裝置。 該AD轉換器裝置進一步包括:用於將模擬輸入信號施加到主SA調 制器的輸入端的裝置;用於分離主SA調製器中所產生的量化噪聲的 裝置;用於將所述分離的量化噪聲施加到次SA調製器的輸入端的裝 置；以及用於得到兩個SA調製器的數字輸出信號的組合，從而充分 地在所述組合中降低主SA調製器的量化噪聲的裝置。從2004年 IEEE國際固態電路大會/會議4/過採樣ADC/4.1(2004 IEEE International Solid-State Circuit Conference/Session 4/Oversampled ADC's/4.1)的文章"在10MHz的帶寬中具有67DB動態範圍的高速 緩存的級聯連續時間SA調製器(A Cascaded Continuous-time SA-modulator with 67 DB Dynamic Range in 10MHz Bandwidth)"中已 知這種AD轉換器裝置。
背景技術：
目前2A調製器已成為模擬一數字(AD)轉換中的主導原理。在 SA調製器中，轉換器中的濾波器的階數很大程度上決定了轉換器的 質量(用信噪比來表示)。在更高階的情況下，對於更高頻率的量化噪 聲的整形並且隨之基帶的噪聲抑制都會更佳，並且因此改善信噪比 和動態範圍。然而，濾波器的更高的階數導致SA調製器的環路很可 能變得不穩定。在輸入電壓擺幅高的情況下，不穩定性變得相對嚴 重。在所謂的級聯SA調製器中找到了這個問題的解決方案。當前使用了兩個SA調製器主SA調製器具有相對低的階數，從而在輸入 信號的頻帶中以更高的量化噪聲為代價，以便不危及穩定性。通過減法點，以模擬的形式將該量化噪聲饋送到次調製器，該次2A 調製器的輸出以數位化的格式傳遞主ZA調製器的量化噪聲。接下 來，這兩個:EA調製器的輸出信號相互相減，從而通過由次SA調製 器所數位化的分離的量化噪聲來消除主SA調製器的量化噪聲。在次 SA調製器中引起的量化噪聲本身沒有被消除，但是該量化噪聲的噪 聲等級更低了。然而，用主SA調製器的濾波裝置的傳遞函數的逆函數來對這個 調製器的輸出中的量化噪聲進行濾波(整形)。因此，在上述文章中， 在數字域中，用濾波特性與主SA調製器的(模擬)濾波裝置相逆的濾 波器來對次SA調製器的輸出信號進行濾波。如果用離散時間開關電 容技術來實現主SA調製器的模擬濾波器，那麼在主SA調製器的濾 波裝置和次SA調製器的輸出中的逆數字濾波器之間可以得到合理 的匹配。然而，如果用連續時間技術(例如gm-C技術)來實現該模擬 濾波器，則成分擴展迫使必須使用額外的跟蹤措施，例如從其中一 個濾波器調整到另一個(如上述ISSCC2004上的文章中所做)。發明內容本發明的目的是為了克服這種麻煩，並且因此根據本發明的AD 轉換器裝置的特徵在於:次SA調製器的反饋通路中的濾波裝置對於 模擬輸入信號的頻帶所具有的傳遞函數充分等於主SA調製器的開 環的傳遞函數。當主SA調製器的反饋通路沒有任何濾波時，那麼這 個SA調製器的開環傳遞函數對應於其前向通路的傳遞函數，並且因 此該次SA調製器的反饋通路中的濾波對應於主SA調製器的前向通 路中的濾波。另一方面，當無論出於什麼原因(例如，由於對需要的 基帶信號的濾波或由於穩定性原因)，主調製器的反饋通路中包括了 一些濾波，或者將多個反饋通路提供到主調製器的前向通路的各個 點，那麼次調製器的反饋通路的傳遞函數必須與主調製器的開環傳 遞函數充分一樣。
最好，為了對主調製器的開環的傳遞函數和次調製器的 反饋通路的傳遞函數之間的跟蹤進行改善，用相同的技術和相同的結構，例如都使用離散時間開關電容技術或都用連續時間gm-C技 術，來實現這兩個傳遞函數。此外，當構成這些傳遞函數的元件具 有相等的值時，可以獲得這兩個傳遞函數之間的改善的匹配。然而， 因為次SA調製器對於動態範圍和S/N比的更低要求，該次調製器 的阻抗可以比主調製器的阻抗高，導致比主調製器更低的電流和更 小的電容，並且因此導致更小的晶片面積和更低的功耗。


將根據附圖來描述本發明。在此示出圖1是根據本發明的AD轉換器裝置的第一個實施例；以及圖2是根據本發明的AD轉換器裝置的第二個實施例。
具體實施方式
圖1的AD轉換器裝置包括標準主SA調製器M,。這個SA調 制器具有輸入端1，用於接收模擬輸入信號X(z)。這個輸入信號可 以是連續時間或離散時間(釆樣)模擬信號。在這個描述中採用離散時 間表示法。通過減法點2，將輸入信號饋送到具有傳遞函數G,(z)的 濾波器3。濾波器3通常是低通濾波器，並且用於將量化噪聲整形到 更高的頻率，然而，本發明同樣適用於其它濾波器函數，例如帶通 濾波裝置。將濾波器3的模擬輸出信號施加於量化器，該量化器將 數位訊號Y(z)傳遞到5:A調製器的輸出端4。在圖1中，用放大器5 和加法點6來表示量化器，其中該放大器5具有放大因子d，並且， 通過該加法點6來將量化噪聲N"z)加到該信號上。數位訊號Y(z) 的基帶頻率內容等於量化器的輸入信號乘以因子C,，並且數字輸出 信號Y(z)中的其它任何內容都是量化噪聲N"z)。最後，通過DA轉 換器7，將量化器的數字輸出信號Y(z)施加到減法點2的相減輸入 端，從而獲得閉環配置。對於這個SA調製器，可以得到以下的方程formula see original document page 6當對於X(z)的基帶頻率，5:A調製器的前向通路的放大率dG"z) 充分地大於1時，這個方程簡化為因此，在數字輸出信號Y(z)中，輸入信號X(z)基本上保持沒有 經過濾波。不同的是，在乘積QG,(z)大的情況下，該量化噪聲在基 帶頻率上減少；而在該乘積小的情況下，該量化噪聲在更高頻率上 增加。換句話說量化噪聲被整形到比基帶頻率更高的頻率上。當輸入信號X(z)的採樣速率更高時，量化噪聲的整形更有效。然而，實際的傳輸系統中的信號採樣速率通常有限。不同的方法是 增加濾波器的階數，因為更高階的濾波器得出更好的噪聲整形，並且因此在基帶得到更好的信噪比。更高階濾波器的缺點是對於大的信號擺幅，SA調製器的環路很可能變得不穩定。在圖1的裝置中，濾波器3的傳遞函數G,(z)選為低的濾波器階 數(典型地一階或二階)，從而在輸出信號Y(z)的基帶中仍然有過高的 量化噪聲。通過以下方法將其減小分離量化噪聲N"z)，在次SA 調製器M2中將該分離的量化噪聲數位化，並且在減法點S中從輸出 信號Y(z)中減去該數位化的量化噪聲Z(z)，以獲得減去了量化噪聲 的信號Y(z)-Z(z)。通過具有放大因子d的放大器8和減法點9，將量化噪聲N"z) 從模擬域中分離出來。放大器8是必須的，因為實際操作中不能到 達放大器5和加法點6之間的相互連接。可以容易示出，只要放大 器8的放大率等於量化器(5、 6)的基帶放大率(d),並且只要DA轉 換器7的放大率d為一，那麼減法點9就傳遞沒有信號分量的量化 噪聲N"z)。在DA轉換器提供某一放大率或減小率(d-l)的情況下， 放大器8的放大率必須是Cl-d。將分離的噪聲N"z)作為輸入信號饋送到次調製器M2，其中 通過減法點10和具有傳遞函數G2(z)的低通濾波器11將該信號施加 於到量化器(12、 13)。再次用放大器12和加法點13來表示這個量化器，其中該放大器12具有放大因子C2，在該加法點13中將量化噪聲N2②相加。通過包含有級聯的AD轉換器14、濾波器15(傳遞函數為G、(z))、以及放大器16(放大率為C',)的反饋通路，將量化器的數字輸出信號Z(z)反饋回到減法點10的相減輸入端。對於這個次SA調製器，使用以下方程；=CG,) + ,柳_ l + C,G,(z)C2G刺 l + C'G"z)C2G2(2) 、'在次DA調製器的環路增益C',G、(z)C'2G'2(z)充分地大於1的情 況下，此方程簡化為 .柳_ ,應該注意的是，當濾波器15的傳遞函數G',(z)(基本上)等於濾 波器3的傳遞函數G"z),並且兩個放大因子C(z)和C、(z)也相等時， 對於主SA調製器的輸出信號Y(z)，方程IV中的N,(z)項與方程(II) 中的N"z)相同。那麼減法點S的輸出信號Y(z)-Z(z)等於r(z)-z②,)、^^柳 (V)通過次SA調製器的反饋通路中的濾波器15來獲得這個結果， 其中該濾波器15的傳遞函數與主SA調製器的前向通路中的濾波器 3的傳遞函數相同。此外，這兩個濾波器都在模擬域中，並且因此可 以用相同的技術來實現。這兩個濾波器3和15因此可以完美匹配地 製造，並因此獲得該裝置的輸出中的N,(z)噪聲的最佳抑制。與上述 文章中的當前技術裝置相反，當前技術中用次SA調製器的輸出端的 濾波器來實現量化噪聲N,(z)的濾波。這個濾波器的傳遞函數應該與 主SA調製器的濾波器G"z)的相逆，並且必須在數字域中實現。由 於次調製器比主SA調製器經歷更弱的擺幅，次SA調製器的穩 定性更好的得以控制。此夕卜，可以用限幅器來抑制次SA調製器的任 何故障，從而僅僅輕微地降低總體性能，主SA調製器將繼續正確工 作。
在上述對圖1的裝置的操作的解釋中，假設兩個DA轉換器7 和14沒有放大或減小(d-l)。對該發明裝置的進一步的分析示出， 為了最佳抑制N,(z)噪聲，次調製器M2的反饋通路的傳遞函數應 該等於主SA調製器M,的開環傳遞函數。在圖l的裝置中，調製器 JV^的開環傳遞函數是d^(z)'d,而調製器M2的反饋通路的傳遞函 數也是cKMz》d。因此，這兩個DA轉換器的放大因子d無須為一， 但是為了最佳的噪聲抑制它們必須相等。還應該注意的是，通常， 在主SA調製器的輸出引線(4)中包括一些採樣周期(圖中未示出)的 數字延時，以克服次SA調製器的固有延遲。
從方程(IV)顯而易見,該裝置的輸出信號Y(z)-Z(z)仍然具有來自 於次2A調製器M2的帶內量化噪聲N2(z)。然而通過濾波器G,(z)和 G"z)對該噪聲進行了整形。因此，當這些濾波器每一個都是二階濾
波器時，通過四階濾波器來有效地對噪聲N2(z)整形，而不危及主i:a
調製器的穩定性。
如上所述，次SA調製器M2的反饋通路的傳遞函數必須對應於 開主SA調製器M,的開環傳遞函數。這對於具有比單濾波器G,(z) 更複雜的濾波器結構的SA調製器也有效。這示出在圖2中，其中與 圖1中相對應的元件使用相同的參考標號。圖2的主SA調製器不是 採用圖1中的主SA調製器中的單濾波器3，而是包括級聯的傳遞 函數為G,a(z)的濾波器21、減法點22、以及傳遞函數為Gib(z)的第 二濾波器23。在DA轉換器7中進行了DA轉換之後，把輸出信號 Y(z)直接施加到減法點2的相減輸入端，並且，通過比例因子為a 的定標器24將該信號施加到減法點22的相減輸入端。在本領域， 該具有這種更複雜的濾波器結構的SA調製器是眾所周知的，例如見 申請人:的先前專利申請(PHNL t)307066)。此SA調製器的開環傳遞函 數，即例如從加法點6的輸出端通過元件7、 2、 21、 22、 23、 24和 5到加法點6的輸入端的傳遞函數，等於"G,。(z)+
為了獲得本裝置的輸出信號中的量化噪聲N"z)的最佳抑制，次 調製器M2的反饋通路應該具有相同的傳遞函數。這在圖2中通 過級聯的DA轉換器14、傳遞函數為GJz)的濾波器25、加法點26、
傳遞函數為G,b(z)的濾波器27、和放大器16來實現。此外，通過比 例因子為a的定標器18，將DA轉換器14的輸出施加到加法點26。 這六個元件一起構成了傳遞函數為formula see original document page 9,的通路，即與 調製器M,的開環傳遞函數相同。在實現中，這些元件可以與主SA 調製器的相應元件相同，從而獲得最佳濾波器匹配。
權利要求
1、一種AD轉換器裝置，其包括主(M1)和次(M2)∑Δ調製器，所述調製器中的每一個都具有用於接收模擬輸入信號的輸入端；濾波裝置，其處在所述輸入端和量化器之間的前向通路中；輸出端，其連接到所述量化器的輸出；以及反饋通路，其從所述量化器的所述輸出連接到所述濾波裝置；所述AD轉換器裝置進一步包括用於將模擬輸入信號施加到所述主∑Δ調製器的所述輸入端的裝置(1)；用於分離在所述主∑Δ調製器中所產生的量化噪聲N1(z)的裝置(7、8)；用於將所述分離的量化噪聲施加到所述次∑Δ調製器的所述輸入端的裝置；以及用於得到所述兩個∑Δ調製器的數字輸出信號的組合，從而在所述組合中充分地降低所述主∑Δ調製器的所述量化噪聲的裝置(S)，其特徵在於，處在所述次∑Δ調製器的所述反饋通路中的濾波裝置(14、15、16)，對於所述模擬輸入信號的頻帶所具有的傳遞函數充分等於所述主∑Δ調製器的開環的傳遞函數。
2、 如權利要求l所述的裝置，其特徵在於，用相同的技術以及 相同的結構，來實現所述主SA調製器的所述開環的傳遞函數以及所 述次ZA調製器的所述反饋通路的傳遞函數。
3、 如權利要求2所述的裝置，其特徵在於，所述次調製器的所 述反饋通路的元件的阻抗水平高於所述主調製器的所述前向通路以 及所述反饋通路的相應元件的阻抗水平。
全文摘要
在AD轉換器中，主∑Δ調製器對模擬輸入信號進行數位化。在模擬域中對數位化中所產生的量化噪聲進行分離，並且在次∑Δ調製器中對該噪聲進行數位化。從主∑Δ調製器的輸出中的量化噪聲減去次∑Δ調製器所數位化的量化噪聲。因為主∑Δ調製器所產生的量化噪聲經過了濾波(整形)，也應該對在次∑Δ調製器中所量化的噪聲進行濾波。這個過程在次∑Δ調製器的反饋通路中用類似的濾濾來執行。
文檔編號H03M3/00GK101120507SQ200680004930
公開日2008年2月6日 申請日期2006年2月13日 優先權日2005年2月15日
發明者K·菲利普斯, L·J·布雷姆斯, M·佩格姆, P·A·C·M·努吉坦恩, R·L·J·羅弗斯 申請人:皇家飛利浦電子股份有限公司