一種具有鎖定及跟蹤操作模式的鎖相環系統的製作方法

2023-04-23 16:12:16 1

專利名稱：一種具有鎖定及跟蹤操作模式的鎖相環系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種具有鎖定及跟蹤操作模式的鎖相環系統。
技術背景當今，實質上諸如無線電話、無線膝上型計算機、具有無線能力的個人數字助理、 WiFi聯網設備等每一無線裝置均含有一個或多個鎖相環(PLL)電路。基本上，PLL 電路用於合成或以其它方式產生精確、穩定的高頻信號。通常，在PLL電路中，將參 考信號輸入到相位檢測器或相位頻率檢測器。相位檢測器比較所輸入的參考信號與來 自電壓控制振蕩器(VCO)的輸出信號。確定兩個信號之間的相位差值，且然後由環 路濾波器處理所得差值信號。環路濾波器的功能是穩定環路且濾除系統中不必要的噪 聲。所濾波的信號經輸入以控制VCO的操作。同樣，經由整數除法器、分數除法器 或混頻器將來自VCO的輸出作為輸入反饋到所述相位檢測器。這種反饋環路用於將 來自VCO的輸出伺服到參考信號的輸出。VCO自身是不穩定的且易於出現頻率及相 位方面的漂移，這是人們極不期望且成問題的。然而，通過反饋VCO輸出信號且實 質上將VCO限定到參考信號，從而獲得更穩定精確的輸出信號。由於其產生精確而又穩定的高頻信號的獨特能力，PLL電路存在於從調製器及解 調器到編碼器及解碼器以及利用這類高頻信號的控制器及其它電路的各種應用中。在 調製器的情況中，PLL電路的一種常見的應用需要對載波信號採用相位調製。經相位 調製的載波信號隨後經處理且作為射頻(RF)信號以無線電廣播的方式傳輸。通常， 相位正交調製器將含有通話及/或數據信息的基帶I及Q信號轉換為中頻(IF)信號。 隨後將這種IF信號作為參考信號輸入到PLL電路。最初，PLL電路鎖定參考IF信號， 且稍後其隨後跟蹤參考IF信號的相位。通過這種方式，將來自PLL電路的高頻信號 輸出實質上限定到信息載送IF信號的相位。因此，PLL電路執行將IF信號上變頻為 載波信號的較高頻率而同時鎖定且跟蹤來自相位正交調製器的參考IF信號的重要功 能。在理想的情況下，PLL電路將具有瞬時鎖定且隨後精確跟蹤參考IF信號的相位 的能力。遺憾的是，在應用於PLL電路的環路濾波器時，由於濾波器設計的基礎物理 學緣故，這兩個目標互相發生衝突。 一種類型的PLL設計(通常稱為2型PLL)使 VCO的直流操作點能夠在大電壓範圍內設定。這是有利的，因為這直接轉變為優異的 鎖定性能。然而，2型PLL呈現出較差的群延遲。群延遲定義所關心的各頻率中的相位特性。2型PLL固有的群延遲中的偏差導致VCO的相位偏離參考IF信號的相位。 因此， 一旦已建立了鎖定，2型PLL便不良好適用於跟蹤IF信號。另一種類型的PLL設計(通常稱為1型PLL)具有與2型PLL相比更恆定的群 延遲。這種特性使得1型PLL在跟蹤IF信號方面更優異。然而，使用1型PLL的缺 點是難於為VCO設定正確的直流操作電壓。最初，參考IF信號將在一個相位頻率下 開始，而VCO信號具有某個不同的、任意的相位頻率。必須使VCO信號的相位匹配 或鎖定參考IF信號的相位。如果最初這兩個信號的相位頻率相差很遠，則1型PLL 最終強制VCO信號的相位(及(因此)頻率)匹配參考IF信號的相位可能是不可能、 困難或耗時的。因此，PLL電路的設計人員面對著兩難問題。 一方面，可通過實施l型PLL來設 計PLL電路。實施1型PLL的優點是其優異的跟蹤性能。缺點是1型PLL具有降級 的鎖定功能。另一方面，可通過實施2型PLL來設計PLL電路。2型PLL使PLL電 路能夠更好地鎖定參考IF信號。然而，使用2型PLL的弊端是其不是用於跟蹤參考 IF信號的最合格的濾波器這一事實。發明內容本發明的實施例涉及一種鎖相環(PLL)電路。所述PLL包括以所需頻率輸出信 號的電壓控制振蕩器。相位檢測器耦合到來自的電壓控制振蕩器的輸出。所述相位檢 測器將來自電壓控制振蕩器(VCO)的輸出與參考信號的相位進行比較。環路濾波器 耦合到所述VCO及所述相位檢測器。所述環路濾波器具有用於將VCO信號的相位鎖 定為參考信號的相位的鎖定操作模式。所述環路濾波器可隨後大體上置於調節所述VCO信號的所述相位以跟蹤所述參考信號的所述相位的跟蹤操作模式。


在附式中以實例方式而非限定方式闡述本發明，且其中相同參考編號均指類 似的元件，在附圖中-圖1顯示可在其上實施本發明的實施例的典型相位調製發射器。 圖2顯示PLL電路的操作方塊圖。 圖3顯示典型的1型PLL。 圖4顯示典型的2型PLL。圖5顯示描繪與1型PLL及2型PLL相關聯的群延遲的示意圖。 圖6A顯示具有用於從1型PLL及2型PLL兩者中獲益的開關及運算放大器的環 路濾波器的實施例。圖6B顯示在圖6A中描繪的用於鎖定操作模式的環路濾波器的拓撲結構。 圖6C顯示在圖6B中描繪的用於跟蹤操作模式的環路濾波器的拓撲結構。圖7顯示具有兩個操作模式的三階環路濾波器的實施例。圖8顯示可通過實施可變電壓源來在鎖定模式與跟蹤模式之間切換的PLL的實施例。圖9顯示可通過實施數模轉換器來在鎖定模式與跟蹤模式之間切換的PLL的實施例。
具體實施方式
本發明揭示一種用於具有鎖定及跟蹤操作模式的鎖相環電路的方法及系統。 圖l顯示可在其上實施本發明的實施例的典型相位調製發射器。相位正交調製器 101將含有通話及/或數據信息的基帶I及Q信號轉換為中頻(IF)信號。隨後將這種 IF信號作為參考信號輸入到PLL電路。基於此，PLL電路102產生通過信息載送IF 信號調製的精確、穩定的高頻信號。在相位方面來自PLL電路102的輸出信號鎖定住 且跟蹤參考信號。通過這種方式，通過來自相位正交調製器101的較低頻率IF信號有 效地對PLL電路102進行相位調製，而同時，PLL電路將參考IF信號上變頻為適用 於載波信號的較高頻率。來自PLL電路102的輸出由放大器103放大且通過天線104 以無線電廣播的方式傳輸。應注意，在一個實施例中，可將相位調製應用於反饋通路 中。圖2顯示PLL電路102的操作方塊圖。最初，將參考信號輸入到相位檢測器201。 相位檢測器201將所輸入的參考信號與來自電壓控制振蕩器(VCO) 203的輸出信號 進行比較。確定兩個信號之間的相位差值且隨後由環路濾波器202濾波所得差值信號。 環路濾波器202穩定所述環路且用於濾除系統中不必要的噪聲。所濾波的信號經輸入 以控制VCO 203的操作。同樣，經由除法器或混頻器204將來自VCO 203的輸出作 為輸入反饋到相位檢測器201。通過整數除法器，將VCO頻率降低整數倍；通過分數 除法器，將VCO頻率降低分數倍；通過混頻器，將VCO輸出通過來自VCO的頻率 中的第二信號偏移來混頻到較低的頻率。這種反饋環路用於將來自VCO203的輸出伺 服到參考信號的輸出。通過反饋VCO的輸出信號且本質上將VCO 203限定到所述參 考信號，將產生穩定的高精度輸出信號。出於圖解說明的目的，圖3顯示可用於典型的1型PLL中的環路濾波器302。應 注意，1型及2型涉及包括環路濾波器的PLL。基本上，環路濾波器通過開環傳遞函 數影響著PLL是1型還是2型。對於1型PLL， PLL的開環傳遞函數具有大約在原點 處的單極點。對於2型PLL， PLL的開環傳遞函數具有大約在原點處的雙極點。應注 意，某些相位檢測器具有電壓輸出(而不是來自電荷泵的電流輸出)，在這種情況下， 同一個環路濾波器可將所述PLL從1型改變為2型。此外，由於電容器漏電電流及其 它實際影響，極點可能略微離開原點。環路濾波器302接收來自電荷泵301的信號。 電荷泵301是相位檢測器的一部分。來自電荷泵301的輸出為電流。對應於1型PLL濾波器的環路濾波器302由電感器L1、電容器C1以及電阻器R1組成。電感器L1串 聯耦合在電荷泵301與VCO 303之間。電容器Cl及電阻器Rl耦合到電感器Ll的相 應端以接地。來自l型環路濾波器302的輸出作為輸入耦合到VCO303。通過比較的方式，圖4顯示可用於典型的2型PLL中的環路濾波器401。環路濾 波器401接收來自電荷泵的信號來自電荷泵的輸出是對應於VCO輸出與參考信號之 間的相位差值的電流。環路濾波器401由電感器L1、兩個電容器C1、 C2以及電阻器 Rl組成。電感器L1串聯耦合在電荷泵與VCO之間。電容器C1耦合在電感器L1的 一端(耦合到電荷泵的端)以接地。電感器L1的另一端(耦合到VCO的端)具有串 聯耦合以接地的電阻器R1及電容器C2。來自環路濾波器401的輸出作為輸入耦合到vco。圖5顯示描繪與典型的1型PLL及2型PLL相關聯的群延遲的示意圖。從這一 示意圖中可以看出，對應於1型PLL的群延遲比對應於2型環路濾波器的群延遲更恆 定或更"平滑"。出於跟蹤相位的目的而言較平滑的群延遲是優選的，因為偏差較少。 可以看出，可通過增加帶寬來改進2型群延遲。然而，增加帶寬的缺點在於其在那些 較高的頻率下使更多的噪聲通過濾波器。即便是最輕微的發射噪聲的增大也是有害的， 因為接收信號相比較而言相當低且因為接收信道通常緊靠著發射信道。保持相位調製 發送信號的頻譜密度的純度是最重要的。因此，出於相位跟蹤的目的，1型PLL較2 型PIX是更優選的。然而，2型PLL比1型PLL更好地用於最初鎖定參考信號的相 位。在一個實施例中，如圖6A所示，可通過增加開關及運算放大器而實現從1型及 2型PLL兩者獲益。在本實施例中，環路濾波器601含有開關603。通過實施開關603, 環路濾波器601可在具有1型PLL濾波器或具有2型PLL濾波器的特性之間進行切換。 因此，當系統正在初始化時，開關603經設定以使環路濾波器601用作2型PLL。這 使所述PLL能夠更好地鎖定參考信號的相位。一旦已建立初始相位鎖定，則將開關603 設定為1型PLL配置。這使所述PLL能夠更好地跟蹤參考信號的相位。在本實施例中，環路濾波器601由電感器L1、兩個電容器C1及C2、電容器R1、 開關603以及運算放大器602組成。電感器Ll串聯耦合在電荷泵與VCO之間。電容 器C1耦合在電感器L1的一端(耦合到電荷泵的端)以接地。電感器L1的另一端(耦 合到VCO的端)具有串聯耦合以接地的電阻器Rl及電容器C2。開關603串聯耦合 在R1與C2之間。開關603為單極、雙擲類型。開關603的極耦合到電阻器R1的一 端。開關603的一擲耦合到電容器C2及運算放大器602的正極輸入。開關603的另 一擲耦合到運算放大器602的輸出。來自運算放大器602的輸出還反饋到其自身的負 極輸入端子。最後，將來自環路濾波器601的輸出作為輸入耦合到VCO。在一個實施 例中，Cl的典型值為lnF; Ll為luH; Rl為50歐姆，C2為5 nF。當開關603設定在垂直位置時，R1與C2串聯耦合且運算放大器602無任何作用。 換句話說，環路濾波器601在功能上表現的就像上文所述的2型PLL的環路濾波器一樣。且一旦環路鎖定，其建立直流條件，由此電路中的所有電壓均是恆定的；C2上的
電壓與VCO上的電壓相同，因為沒有電流流經電阻器R1。
因此，理論上，環路濾波器601可通過直接將Rl接地來將PLL轉變為1型PLL， 從而消除了C2。然而，這在實際上不可能做到，因為VCO上累加的電壓將由於在Rl 中流動的電流而改變。所以，將R1耦合到電位與VCO相同的電壓源，而不是直接將 Rl接地。且由於R1兩端的電壓在同一個電位上，結果沒有電流流經R1。本質上，將 Rl耦合到交流接地，但VCO保持正確的電壓。結果，PLL用作1型PLL以用於改進 的跟蹤。
再次參照圖6，將開關604設定在水平位置，將運算放大器602的輸出電壓施加 在R1的端。運算放大器602緩衝跨C2兩端的電壓。且由於在鎖定期間使跨C2兩端 的電壓與VCO的電壓相同，來自運算放大器602的輸出用作所緩衝的電壓源，帶等 於VCO的電壓的電壓。從而將電阻器R1耦合到交流接地，這消除了電容器C2對環 路濾波器601的頻率響應的影響。因此，將開關604設定在水平位置導致環路濾波器 601將電路轉變為1型PLL。
因此，處理器或控制器可經智能編程以選擇性地觸發開關603將環路濾波器601 置於鎖定操作模式或跟蹤操作模式。當由處理器控制開關603以直接將R1串聯連接 到C2時，環路濾波器601置於鎖定操作模式。在所述鎖定操作模式期間，參考信號 未調製，且將VCO精確地鎖定到參考信號。在預定的時間過去或在確定成功鎖定之 後，處理器設定開關603以斷開到電容器C2的連接且改為將Rl直接連接到運算放大 器602的低阻抗輸出。這將環路濾波器602置於跟蹤操作模式。在所述跟蹤操作模式 中，參考信號是經調製的，且VCO相位經引導以跟蹤所述調製。
圖6B顯示圖6A中描繪的環路濾波器實施例的一個電路拓撲結構或布局。在這
種拓撲結構中，環路濾波器處於鎖定操作模式中。到運算放大器的輸入是高阻抗的， 所以其本質上無任何影響且不計算在這種拓撲結構的電操作中。
圖6C顯示圖6B中描繪的環路濾波器實施例的另一個電路拓撲結構或布局。在這 種拓撲結構中，環路濾波器處於跟蹤操作模式中。因此，相同的環路濾波器設計可具 有多個拓撲結構，其中不同的拓撲結構有利地用於其各自的功能特性。布置運算放大 器及開關允許改變拓撲結構。
圖7顯示具有兩個操作模式的三階環路濾波器的實施例。環路濾波器701由三個 電阻器R1、 R3及R4、四個電容器C1-C4、開關702以及運算放大器組成。在一個實 施例中，Cl的典型值為1 nF; Ll為luH; R4為50 ohms, C4為10 nF， Rl為200 ohms， C2為1 nF， R2為100ohms， C3為200 pF。環路濾波器具有一個用於鎖定環路的模式 及一個用於環路正在跟蹤時的模式。當環路正在跟蹤時，開關702置於將R4連接到 C4的垂直位置。當開關702置於水平、鎖定的模式時，很少有或沒有電流流經R4， 且跨C4兩端出現VC0調諧電壓。運算放大器緩衝C4且將其電壓施加於R4。應注 意，這種取樣保持電路具有電壓隨著電荷自C4洩漏而下降的趨勢。然而，對於時分雙工系統例如EDGE， PIX僅操作相對較短的時間間隔，這種下降問題並不顯著。但 對於CDMA或其它呈現出相對較長的時間間隔的實例，通過其它方式解決所述下降 (例如用DAC代替運算放大器、實施低漏電運算放大器、採用大C4電容器或實施電 壓源來代替運算放大器)。
可通過多種方法中的一者將三階環路濾波器701從鎖定模式轉換到跟蹤模式。在 一個實施例中，鎖相環通常具有指示環路在何時鎖定的鎖定-檢測信號。這種鎖定-檢 測信號可有利地用於在鎖定與跟蹤模式之間進行切換。例如，當鎖定-檢測信號設定為 高時，控制器或處理器703觸動開關702以便將R4從連接C4切換到運算放大器的輸 出。在另一個實施例中，可通過允許所述環路在改變模式之前有足夠時間進行鎖定的 延遲定時器控制從鎖定模式到跟蹤模式的轉換。
圖8顯示可通過實施可變電壓源來在鎖定模式與跟蹤模式之間進行切換的環路濾 波器的實施例。環路濾波器801由電感器L1、兩個電容器C1及C2、電阻器R1、開 關以及電壓源802組成。電感器Ll串聯耦合在電荷泵與VCO之間。電容器Cl耦合 在電感器L1的一端(耦合到電荷泵的端)以接地。電感器L1的另一端(耦合到VCO 的端)耦合到電阻器R1。 Rl的另一端耦合到開關。開關在電壓源802中進行電切換。 當開關設定為垂直時，電阻器R1與電容器C2串聯連接，電容器C2又依次耦合接地。 當開關設定在水平位置時，Rl的另一端連接到電壓源802的正極端子。電壓源802的 負極端子經耦合以接地。來自環路濾波器801的輸出耦合為到VCO的輸入。當環路 濾波器處於鎖定模式時，可變電壓源802在本質上關斷。在可變電壓源802關斷的情 況下，環路濾波器801將電路轉變為2型PLL。 一旦環路鎖定，可變電壓源802便導 通且提供等於VCO電壓的電壓。這本質上移除了電容器C2且導致電路作為1型PLL 運行。
圖9顯示可通過實施數模轉換器(DAC)將環路濾波器在鎖定模式與跟蹤模式之 間撥動的實施例。環路濾波器901包括DAC 902。控制器903產生對應於適當的VCO 電壓的數位訊號。DAC902接收數字輸入信號且將其轉換為等效的模擬電壓。將這個 電壓經選擇性地施加於C2兩端以觸發電路到1型或2型PLL。
總之，本文已揭示一種具有鎖定及跟蹤操作模式的鎖相環系統。上文對所揭示的 實施例的說明旨在使任一所屬領域的技術人員均能夠製作或使用本發明。所屬領域的 技術人員將易於得出這些實施例的各種修改，且本文所界定的一般原理也可適用於其 它實施例，此並未背離本發明的精神或範疇。因此，本文並非意在將本發明限定於本 文所示實施例，而欲賦予其與本文所揭示原理及新穎特徵相一致的最寬廣範圍。
權利要求
1、一種鎖相環電路，其包含電壓控制振蕩器，其以所需頻率輸出信號；相位檢測器，其耦合到來自所述電壓控制振蕩器的輸出，所述相位檢測器將參考信號的相位與來自所述電壓控制振蕩器的信號輸出的相位相比較；及環路濾波器，其耦合到所述電壓控制振蕩器及所述相位檢測器，其中所述環路濾波器具有用於將來自所述電壓控制振蕩器的所述信號輸出的相位鎖定到所述參考信號的所述相位的鎖定操作模式以及用於調節來自所述電壓控制振蕩器的所述信號輸出的所述相位以跟蹤所述參考信號的所述相位的跟蹤操作模式。
2、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其進一步包含耦合到所述環路濾波器的控 制器，其中所述控制器將所述環路濾波器設定在所述鎖定操作模式中或所述跟蹤操作模式中。
3、 如權利要求2所述的鎖相環電路，其在被置於所述跟蹤操作模式中時具有一 具有大約在原點處的單極點的開環傳遞函數。
4、 如權利要求2所述的鎖相環電路，其在被置於所述鎖定操作模式中時具有一具有大約在原點處的雙極點的開環傳遞函數。
5、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其中所述環路濾波器包括開關，所述開關在所述鎖定操作模式與所述跟蹤操作模式之間切換。
6、 如權利要求5所述的鎖相環電路，其進一步包含運算放大器，所述運算放大 器用於緩衝近似等於輸入到所述電壓控制振蕩器的電壓的電壓。
7、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其進一步包含耦合到所述環路濾波器的可 變電壓源，所述可變電壓源選擇性地操作以將所述鎖相環電路置於所述鎖定操作模式 或所述跟蹤操作模式。
8、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其進一步包含耦合到所述環路濾波器的數 模轉換器，所述數模轉換器選擇性地操作以將所述鎖相環電路置於所述鎖定操作模式 或所述跟蹤操作模式。
9、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其進一步包含定時器，所述定時器將所述 環路濾波器從所述鎖定操作模式切換到所述跟蹤操作模式。
10、 如權利要求1所述的鎖相環電路，其進一步包含用於產生鎖定-檢測信號的電 路，其中基於所述鎖定-檢測信號將所述環路濾波器從所述鎖定操作模式切換到所述跟 蹤操作模式。
11、 一種無線裝置，其包含 相位調製器，其輸出中頻信號；及鎖相環，其耦合到所述相位調製器，所述鎖相環輸出通過來自所述相位調製器的所述中頻信號的相位調製的載波信號，其中所述鎖相環具有用於最初鎖定在所述中頻 信號的所述相位上的第一組群延遲特性及用於隨後跟蹤所述中頻信號的所述相位的第 二組群延遲特性。
12、 如權利要求11所述的無線裝置，其進一步包含控制器，所述控制器通過改 變對應於所述鎖相環的環路濾波器的頻率響應來選擇性地控制所述鎖相環以鎖定在所 述中頻信號的所述相位上且隨後跟蹤所述中頻信號的所述相位。
13、 如權利要求12所述的無線裝置，其中所述環路濾波器在所述鎖相環正在跟 蹤所述中頻信號的所述相位時包含1型PLL濾波器及所述環路濾波器在所述鎖相環正 在鎖定在所述中頻信號上時包含2型PLL濾波器。
14、 一種鎖相環的環路濾波器，其包含 多個電容器；電阻器，其耦合到所述多個電容器，其中對輸入信號進行濾波；及邏輯，其耦合到所述電阻器，所述邏輯改變所述環路濾波器的拓撲結構，其中所述環路濾波器具有用於鎖定操作模式中的第一拓撲結構及用於跟蹤操作模式中的第二拓撲結構。
15、 如權利要求14所述的環路濾波器，其中第一電容器耦合到電荷泵且第二電 容器耦合到電壓控制振蕩器。
16、 如權利要求15所述的環路濾波器，其中所述電阻器與所述第二電容器串聯魏A 稱n 0
17、 如權利要求16所述的環路濾波器，其進一步包含耦合在所述電荷泵與所述 電壓控制振蕩器之間的電感器。
18、 如權利要求14所述的環路濾波器，其進一步包含多個電感器及有源組件。
19、 如權利要求17所述的環路濾波器，其進一步包含開關，其具有耦合到所述電阻器的極和雙擲；及經耦合的運算放大器，其具有耦合到所述開關的雙擲中的一個擲且還耦合到所述 第二電容器的正極輸入，其中所述運算放大器具有反饋到負極輸入且還耦合到所述開關的另一擲的輸出。
20、 一種用於相位調製載波信號的方法，其包含將所述載波信號的相位鎖定到參考信號的相位； 調製所述參考信號的所述相位；調節所述載波信號的所述相位以對應於所述參考信號的相位調製；及 在調節所述載波信號的所述相位以對應於所述參考信號的所述相位調製時改變 濾波器的頻率響應。
21、 如權利要求20所述的方法，其進一步包含 將所述濾波器的電阻器交流接地以改變所述濾波器的頻率響應。
22、 如權利要求21所述的方法，其進一步包含-緩衝對應於電容器的電壓以將所述電阻器交流接地。
23、如權利要求20所述的方法，其進一步包含切換所述濾波器以在將所述載波信號的所述相位鎖定到所述參考信號的所述相位時包含2型PLL;及切換所述濾波器以在調節所述載波信號的所述相位以對應於所述參考信號的所述相位調製時包含1型PLL。
全文摘要
本發明的實施例涉及一種鎖相環(PLL)電路。所述PLL包括以所期望頻率輸出信號的電壓控制振蕩器。相位檢測器耦合到來自所述電壓控制振蕩器的輸出。所述相位檢測器將來自電壓控制振蕩器(VCO)的信號輸出的相位與參考信號的相位進行比較。環路濾波器耦合到所述VCO及所述相位檢測器。所述環路濾波器具有用於將所述VCO信號的相位鎖定到所述參考信號的相位的鎖定操作模式。所述環路濾波器可隨後被置於調節所述VCO信號的相位以跟蹤所述參考信號的相位的跟蹤操作模式。
文檔編號H03L7/08GK101292425SQ200680038681
公開日2008年10月22日 申請日期2006年8月23日 優先權日2005年8月24日
發明者加裡·約翰·巴蘭坦, 古爾坎瓦爾·辛格·薩霍塔 申請人:高通股份有限公司