在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法
2023-04-24 09:34:51 4
專利名稱：在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法
技術領域：
本發明涉及一種在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法。特
別是，基於多入多出正交頻分復用(MIM0-0FDM)技術，在無線通信系統 下行鏈路中構造無約束成對正交碼的方法，及其在碼分多址技術中的應用。
背景技術：
多入多出(MIM0)技術是無線移動通信領域技術的重大突破。採用多根 發射和接收天線的無線通信系統通常被稱為多入多出(MIM0)系統。在無 線衰落環境中，MIMO系統的信道容量與接收/發射天線的數目成正比。也 就是說，通過增加天線的數量，可以成倍地提高無線通信系統的頻譜效 率。正交頻分復用(OFDM)技術是一種高效的寬帶接入技術，它能夠以較 低的代價有效地對抗頻率選擇性衰落。採用多根收發天線的正交頻分復用 系統就是所謂的多入多出正交頻分復用(MIMO-OFDM)系統。該系統綜合 了 MIM0技術和OFDM技術的諸多優點，被認為是未來高速無線通信系統的
主要物理層技術之一。
目前，針對MIM0-0FDM技術的研究主要集中在單用戶系統。然而，實
際的系統大部分是多用戶系統，要想在實際系統中應用MIMO-OFDM技術， 必須考慮多用戶系統中存在的幹擾、多用戶檢測等特殊問題，提出適用於 MIMO-OFDM系統的、簡單有效的多址技術。
傳統的多址技術包括時分多址(TDMA)、頻分多址(FDMA)和碼分 多址(CDMA)。與前兩者相比，碼分多址技術的頻譜利用率高，系統容量 大，抗衰落、抗幹擾能力強，並能夠實現高效、靈活的用戶接入。適用於 OFDM系統的常見碼分多址技術包括多載波直接序列碼分多址 (MC-DS-CDMA )、多載波碼分多址(MC-CDMA)和正交頻分碼分多址 (OFCDM)。對基於MIMO-OFDM的碼分多址技術而言，每一個數據信息均被擴展至空間(天線)、時間和頻率(子載波)三個維度上。因此，在此，
稱這種技術為空時頻擴展(Space-Time-Frequency Spreading: STFS)碼 分多址技術。傳統的基於OFDM系統的碼分多址技術無需額外處理均可直 接應用於多用戶MIM0-0FDM系統。但是，這些方案最初都是針對採用一根 發射天線的OFDM系統設計的，並未針對MIMO-OFDM的特點進行優化。
在碼分多址系統中，利用相應擴頻碼對每個用戶進行擴頻。而空時頻 中的多用戶系統，可以用編碼矩陣中的一列作為一個用戶的空時頻擴頻 碼。例如，對於12X12的編碼矩陣，其擴頻因子為12，即一共可以支持 12個用戶。可以分別利用其中的一列元素作為一個用戶的空時頻擴頻碼。 這樣，可以對該用戶在空時頻三維上進行擴頻。例如，每個用戶在空間上 可以使用三根天線，時間上可以使用四個時隙。或者使用三根天線和四個 子載波進行通信。
已經提出的耦合哈達瑪碼充分利用了 MIM0-0FDM的特點，帶來了空間 分集增益，在應用於空時頻擴展碼分多址時，提高了多用戶系統的性能。 但耦合哈達瑪碼的構造僅限於使用傳統的沃爾什一哈達瑪矩陣來完成，其 碼字的構造和長度具有較大的局限性。
發明內容
本發明的目的是提供一種在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼 的方法，該方法應用於空時頻擴展碼分多址系統中，能夠帶來空間分集， 並有效地提高多用戶MIMO-OFDM系統的性能。
根據本發明的一個方面，提供一種在碼分多址系統中構成無約束成對 正交碼的方法，包括步驟
一種在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法，包括步驟
a. 確定發射端的發射天線數量A以及時間或者頻率上的擴頻因子數浙
b. 基於所確定的^和f構成無約束正交碼的基本矩陣Ae識^M， Be9T""、且M2 ，使得無約束正交碼能夠實現完全空間分集；
c. 基於所構成的基本矩陣A和B，按照使得到的擴頻碼矩陣S的列與 列之間正交的條件計算擴頻碼矩陣S;和
d. 將擴頻碼矩陣S的每一列分成M個維數為 xl的列向量，並按照使構造的矩陣的行與行之間為正交的方式構成維數為 XM的矩陣S"，根
據矩陣Su構造擴頻碼矩陣S的第u歹ij，擴頻碼矩陣S中的每一列由系統中
的一個用戶作為擴頻碼使用。
根據本發明構成無約束成對正交碼的方法，可以有效地抵消無線衰落 的影響，減少多用戶幹擾，平衡所有用戶的性能，並增強MIM0-0FDM多用 戶系統的整體性能。
另外，本發明的方法大大提高了頻率資源的利用率。這種成對正交碼 可直接應用於傳統的碼分多址技術，也可用於諸如MC-DS-CDMA， MC-CDMA 和0FCDM之類的其它多用碼分多址系統中。
通過下面結合
本發明的優選實施例，將使本發明的上述及其
它目的、特徵和優點更加清楚，其中
圖1示出了採用空時頻擴展碼分多址(STFS-CDMA)的多用戶
MIM0-0FDM系統的下行鏈路發射機和接收機的示意圖2示出了地址碼在空間域、時間域和頻率域的碼片映射關係； 圖3示出根據本發明實施例的無約束成對正交碼的構造流程圖； 圖4示出了在採用STFS-CDMA的多用戶MIM0-0FDM系統中的檢測算法
流程圖。
具體實施例方式
下面參照附圖對本發明的實施例進行詳細的說明，在描述過程中省略 了對於本發明來說是不必要的細節和功能，以防止對本發明的理解造成混 淆。
下面通過附圖對本發明的實施例進行詳細描述。
圖1示出了採用STFS-CDMA的多用戶MIMO-OFDM系統下行鏈路發射機 和接收機IOO的示意圖。
如圖1所示，在發射端，由數據源110產生用戶的數據流。所產生的 數據流被提供到編碼器及映射器112。編碼器及映射器112對所產生的數據流進行編碼和調製，並將經過編碼和調製的數據流輸出到串並行轉換單
元114。串並行轉換單元114將串行數據流轉換成並行子數據流。子數據流被提供給空時頻擴展單元116。在空時頻擴展單元116中，子數據流被地址碼擴展到空間域、時間域和頻率域，然後疊加在一起。擴頻信號被輸入到交織單元118，對擴頻信號進行交織處理。經過交織處理的信號被提供給快速傅立葉反變換(IFFT)單元120，對信號進行快速傅立葉反變換，以便將頻域信號變換到時域。此後，變換到時域的信號被傳送到加保護間隔單元122，以對編號後的信號加入保護間隔。然後，由射頻單元124將經過上述處理的基帶信號轉換成射頻(RF)信號。最後，系統中所有用戶的射頻信號通過天線單元陣列126a到126g發射出去。
在接收端，由接收天線陣列128a至128h接收發射端發射的信號。所接收的信號被送到射頻解調器130。射頻解調器130將接收到的射頻信號轉換為基帶信號，並將轉換成的基帶信號再提供給去保護間隔單元132。被去除保護間隔的基帶信號被輸入到快速傅立葉變換單元134。快速傅立葉變換單元134對基帶信號進行快速傅立葉變換，以便把時域信號變換成頻域信號，並把變換後的基帶信號提供給解交織單元136，並由解交織單元136對基帶信號進行解交織處理。經過解交織處理的數據流被送入指定用戶的檢測器138，由檢測器138檢測出所接收的數據流中針對特定用戶的並行數據流。將所檢測出的並行數據流提供給並串轉換單元140。並串轉換單元140將用戶的並行數據流轉換為串行數據流，並將所轉換的串行數據流提供給解碼器和解映射單元142。解碼器和解映射單元142對串行數據流進行解碼和解映射處理，恢復得到原始信號，並將恢復的原始信號提供給數據接收單元144。
在STFS-CDMA系統中，擴頻模塊的輸入輸出關係可以用下面的表達式
(1)表示
y = HSx + s (1)其中S-[s, s2…sj，表示擴頻碼矩陣；t/為激活的用戶數，、為用戶w的長度為屍的擴頻碼，因此，擴頻塊中所能容納的最大用戶數也為屍；
x二[x, x2…；c」"，表示激活用戶的數據符號向量，x"表示第"個用戶的符號(卜f表示轉置算子)；s =
￡, ￡，
1
表示噪聲向:
表示發射天線的數目，s4 (* = 1,2，...，屍/ )表示第A個時頻隙上的維數為
",xl的噪聲向量，",為接收天線的數目；y =
y
，h表
示第A個時頻隙上維數為 xl的接收信號向量；H是一個時頻塊上的等效
基帶信道矩陣，可以由下面的表達式(2)表示
H,0 00H2 、
0
0 0
(2)
H
其中HA表示第A個時頻隙上的信道矩陣，& = 1，2，一,屍/""應該指出的是，
這裡，擴頻碼長被限制為屍二 M， M是在時域和頻域的擴頻因子。艮P，
屍應當為 的倍數。這裡， 和M這兩個數值的選擇決定了擴頻碼的長
度。也就是說，所需要的擴頻長度和天線數決定時間或頻域上的擴頻因子。
將擴頻碼長限制為屍是為了消除傳統正交碼以及現有技術的耦合正交碼在
長度上所受到的2的冪次方的限制。
圖2示出了地址碼在空間域、時間域和頻率域的碼片映射關係的一個
實例200。在STFS-CDMA系統中，每個數據符號不僅僅被擴展到時間域和
頻率域(子載波)上，同時也被擴展到空間域(天線)上。
STFS-CDMA的碼片映射處理包括兩個步驟1 )將用戶"的擴頻碼、分
成屍/ 個子碼，每個子碼對應一個發射天線，從而使得每個天線上的子碼
序列之間也是正交的，以保證空間分集的實現；2)將子碼中的不同碼片
分別分配到天線上對應的時頻隙上，從而儘可能大地實現時間和頻域上的
分集，進一步提高系統性能。 一個擴頻碼在所有天線上所佔用的時頻隙集
合被稱為一個時頻塊。此時，時頻塊中包含了屍Av個時頻隙。這裡，可以
以發射天線的數量為4，擴頻碼長度為2麼即 =4，屍=24為例，進行
說明。應該指出，本發明不限於，而是可以應用到其它的天線的數量和擴頻碼長度。當 =4，屍=24時，根據屍/"r可以得出此時一個時頻塊中包含了 6個碼片。這些碼片可以分布在2個子載波和3個時隙上。應該指出，本發明不限於此，也可以採用其它的碼片分布方式，只要其乘積為6即可。
因此， 一個長度為24的碼字向量可以用下面的矩陣表達式(3)來表示
、1S"5了w,21
、2、6 ' 、22
&S"7 , ，23
、4、8 ' S"，24
(3)
上式中的數字表示一個地址碼中時頻隙的指標，矩陣中的第"行碼片被映射到第"個天線上，同時第/列的碼片被分配到第/個時頻隙上(/ = 1,2,,-.,屍/ )。
圖2示出了在四個發射天線(1， 2， 3， 4)的情況，分配給每個發射天線的子碼210， 212， 214，和216的碼片分布。從上面的表達式(3)中可以看出，分配給發射天線1的子碼210的分布為碼片1， 5， 9， 13， 17，和21;分配給發射天線2的子碼212的碼片分布為2， 6， 10， 14， 18，和22;分配給發射天線3的子碼214的碼片分布為3， 7， 11， 15， 19，和23;分配給發射天線4的子碼216的碼片分布為4， 8， 12, 16， 20，和24 (如圖2所示)。
根據本發明的無約束成對正交碼的雙正交性體現在兩個方面 一方面，不同激活用戶的地址碼之間相互正交，這也是傳統的CDMA系統的基本要求；另一方面，每個用戶的地址碼在不同天線上傳輸的碼字之間也保持正交。在圖2中，子碼210分別與子碼212、 214和216正交。
下面參考圖3描述無約束成對正交碼的生成過程。
圖3示出根據本發明實施例的無約束成對正交碼的構造流程圖。如圖3所示，首先在步驟S412生成正交矩陣Ae9^w， Be9l"""、其中"r表示發射天線的數量，M表示時間或者頻率上的擴頻因子數，且M2/v。正交矩陣A e 5RMxM和B e 9T『，在某種程度上決定了無約束正交碼的特性。一方面，這兩個矩陣的大小決定了最後生成的擴頻碼序列的長度。如果不約束這兩個矩陣的大小，生成的擴頻碼序列的長度則只受M^ 這個約束的影響。另一方面，這兩個矩陣是構造無約束正交碼的基本矩陣，它們所具有的性質，無約束正交碼也同樣具有。對於M2 的條件，是為了保證無約束正交碼能夠實現完全空間分集，從而帶來比較大的性能增益。為了
9保證碼序列的正交性，矩陣中每個元素的絕對值分別為1/M和 1。此後，
在步驟S414，利用X:Trans(A)的函數關係，可以構造一個維數為M、M
的矩陣X。可以通過下面描述的方式獲得函數"Trans(〕"。
為此，可以構成矩陣MeC^"，使i^為矩陣M的第n列，
/7二1,2，…,W。矩陣M"eC"^可由下面的表達式(4)給出。
]^"蘭[m" m"+1 … m, m2 … m—,1 (4)
新的矩陣MeC^"可由下面的表達式(5)構造而成。
W蘭Trans (M)=
M2
(5)
由此可以獲得函數"TmnsO"。
另外，可以構成矩陣EeC(柳—和FeC婦，使(e)為矩陣E的第m 行，附=1,2,''.,層，E(")eC仏M表示由矩陣E的第{(" —l)M + l}行 (e)(n—,)則到第"M行(eL所組成的矩陣，"",2，…,W。如下面的表達式
(6)所示。
E(")蘭
(e)("—一+2
(e)
(6)
同樣，可以構造矩陣F的第"行為(f)"， 通過下面的表達式(7)產生。
E(神)，
新的x 矩陣可以
E(2) (f)2
(7)
E(豐(f、
接下來，在步驟S416，對在步驟S414得到的矩陣X，提取矩陣X的第1列到第 M列，並計算擴頻碼矩陣S二(X)， w Mx1B，其中運算符"(E)
i一 Mxl
的運算方式如上面的表達式(7)所示。
上述變換可以保證無約束成對正交碼如下的兩個正交性質
1) 矩陣的列與列之間是正交的，也就是說，不同用戶的碼序列之間 是正交的；
2) 對於矩陣的每一列，將它構造成一個 xM的小矩陣，那麼這個 小矩陣的行之間也是正交的，也就是說，將這個碼序列擴展在不同的發射 天線後，天線上的碼序列之間也是正交的。
這種雙正交性不僅抑制了多用戶系統的多址幹擾，而且充分利用了多 天線資源，實現了完全天線分集。
此後，在步驟S418，設定要被擴頻的第一個用戶，即"-7。在步驟S420， 將擴頻碼矩陣S的每一列分成M個維數為 xl的列向量，即
{sum|w = l，2,.、M}=par(sK，M)， w = l，2,'.，/7rM 。在此，par表示將一個
列向量從上至下分成M個小的列向量。
為此，可以設定0) = 「0「 co…a)LTeCO'，這裡(0,，(02,…，0^
是Wxl的列向量。用？&"10,肘)表示將向量(0等分成0)1,0)2,''',0^個列向
量，如下面的表達式(8)所示
par(Q),M)蘭(G),.l!、l,2，…,M) (8)
另外，可以設定M-[m, m2…mJeC仏 這裡，mi,m2,.",mw
是Mxl的列向量。可以將M的向量表達式設定為如下面的表達式(9) 所示。
vec(M)全[m m…m;丫 (9)
另外，可以設定向量矩陣v^vv…《]、C^1，這裡v,，V2,…,Vw 是Wxl的列向量。利用下面的表達式(10)計算
mat(v)蘭[v, v2…vw] (10)此後，在步驟S422，利用上面的表達式(10)，通過S:^mat(s" 可以構造一個維數為 xM的矩陣S"。
經過上述處理過程，生成的擴頻碼矩陣S已經具有了無約束成對正交 碼的特性。所生成的擴頻碼矩陣S中的每一列可由系統中的一個用戶作為 擴頻碼使用。
為了簡化接收端的信號處理，可以對擴頻碼矩陣S中每一列的碼字進
行順序調整。為此，在步驟S424,通過s"-vec(Sj將矩陣S"的所有列拉
直為一個(",M)xl的列向量s"。由此得到了針對用戶"的擴頻碼。接下來，
在步驟S426，將用戶端序號加l，即準備構成針對下一個用戶的擴頻碼。
在步驟S428，判斷是否針對所有要擴頻的用戶計算了擴頻碼。如果沒有針
對所有的用戶計算擴頻碼，流程返回步驟S420，重複步驟S420至S426
的步驟。另外，如果在步驟S428判斷已經針對所有要擴頻的用戶計算了
擴頻碼。流程則進行到步驟S430，構造一個( M)x( M)維的矩陣S'為
S'=[s; s2…s'"一]。此處'S'是一個維數為 Mx M的無約束成對
正交矩陣，S'的每一列都是一個長度為",M的無約束成對正交碼。由此為
要擴頻的所有用戶構成擴頻碼。
根據本發明提出的成對正交碼，產生的地址碼碼長為",M，且
M2 22。應該指出，設定M》 22的條件不是必要的，設定大於等於 2隻是說明用於多天線系統。但是，本發明也可以用於單天線系統，只是 不存在空間的正交性而已。這種情況下，與目前存在的碼字類似了。
在傳統的碼分多址系統中，使用的是沃爾什--哈達瑪碼，其碼長在2 的冪範圍內變化，即碼長是2， 4， 8， 16等等。碼字傳輸速率也是在2的 冪值的倍數的符號傳輸速率範圍內變化。這種性質導致在實際系統中浪費 大量的頻帶資源。
根據本實施例中構成擴頻碼的方法，雖然無法將傳輸速率設定為任意 自然數，但能夠將限制放寬至 的整數倍，且 可選擇任意自然數。因此 可以產生 整數倍的地址碼。例如，當 =3且^ = 4時，無約束成對地 址碼的長度為12。因此，無約束成對正交碼的構造方法打破了雙正交碼的
長度限制，能夠提高頻譜效率，並且沒有性能損失。
另外，無約束成對正交碼的一個突出特點是，碼矩陣可以由一般的正交矩陣生成，比如離散傅立葉轉換矩陣，限制條件是每個元素的絕對值為
^'。例如，當 =2， ^ = 3時，使用離散傅立葉轉換碼來產生維數為6x6 的無約束成對正交碼，如下面的矩陣S'所示。
formula see original document page 13
應該指出，無約束成對正交碼進一步擴寬了對擴頻因子的限制條件， 可以構造任意非質數維數的成對正交碼。
圖4示出了在採用STFS-CDMA的多用戶MIMO-OFDM系統中的檢測算法 流程圖。根據發射天線的數量 和接收天線的數量 之間的比例關係的不 同，STFS-CDMA系統中所容納的最大用戶數是不同的。下面對進行詳細說 明。
1. S",(發射天線數量小於或等於接收天線數量) 在發射天線數量小於或等於接收天線數量的情況下，STFS-CDMA方案
在使用長度為M,M的成對正交碼時，最多可以容納 M個用戶，碼字佔用 M個時頻隙。
2. 〉 (發射天線數量大於接收天線數量)
通常，最大用戶數必須小於或者等於接收信號向量y的元素數。因此， 在STFS—CDMA系統中，採用長度為 M的成對正交碼最多可以支持 M 個用戶。可以假設在判決過程中用戶只知道自己的地址碼而不知道其他激 活用戶的地址碼(這也是實際系統中的情況)。這種情況下，檢測算法的 步驟如圖4所示。首先，在步驟S512，對信道矩陣H(表示為A)進行估 算，以獲得信道信息。在步驟S514，根據獲得的信道信息計算判決統計。
在此，可以使用正交恢復合併(ORC)算法來檢測數據符號，即如下 面的表達式(11)所示。;f,sfHty (11) 其中臺t^diag(Hf H; …Hj^)， (.)t表示Moore-Penrose逆，6*表示 對I^的估計，A = l,2,...,/V"r ， ^表示、的判決統計。
另外，也可以由最小均方誤差合併(薩SEC)算法來獲得數據符號， 如下面的表達式(12)所示。
^二sfH^Ai^+《1)—'y (12)
其中^為噪聲方差。
此後，在步驟S516，通過對判決統計進行硬判決來恢復用戶數據。應
該指出，如果判決算法中要求軟信息，那麼同樣可以把軟信息傳遞到解碼器。
通過將使用離散傅立葉轉換碼或轉換矩陣構造的無約束成對正交碼 與傳統的離散傅立葉轉換碼的性能進行對比，可以發現，無約束成對正交 碼均優於用綠色表示的傳統離散傅立葉轉換碼。另外，其擴頻長度具有更 大的靈活性，充分體現了本發明所提出成對正交碼的無約束性。此外，擴 頻長度與用戶數正比例地增大時，無約束成對正交碼的性能趨勢保持不 變。
上面以離散傅立葉轉換碼或轉換矩陣為例描述了無約束成對正交碼 的構成方法。應該指出，本發明不限於此，也可以使用諸如HouseHolder 矩陣之類的其它方式來構成無約束成對正交碼。
至此已經結合優選實施例對本發明進行了描述。本領域技術人員應該 理解，在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，可以進行各種其它的改變、 替換和添加。因此，本發明的範圍不應該被理解為被局限於上述特定實施 例，而應由所附權利要求所限定。
權利要求
1. 一種在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法，包括步驟a. 確定發射端的發射天線數量nT以及時間或者頻率上的擴頻因子數M；b. 基於所確定的nT和M構成無約束正交碼的基本矩陣，且M≥nT，使得無約束正交碼能夠實現完全空間分集；c. 基於所構成的基本矩陣A和B，按照使得到的擴頻碼矩陣S的列與列之間正交的條件計算擴頻碼矩陣S；和d. 將擴頻碼矩陣S的每一列分成M個維數為nT×1的列向量，並按照使構造的矩陣的行與行之間為正交的方式構成維數為nT×M的矩陣Su，根據矩陣Su構造擴頻碼矩陣S的第u列，擴頻碼矩陣S中的每一列由系統中的一個用戶作為擴頻碼使用。
2. 根據權利要求1所述的方法，其中計算擴頻碼矩陣S的步驟進一步 包括構造一個維數為M2xM的矩陣X，提取矩陣X的第1列到第 M列，並計算擴頻碼矩陣S = 5潤B的步驟。
3. 根據權利要求1所述的方法，其中所述步驟d包括提取擴頻碼矩陣 S中的一列，將其按照從上到下的順序分成 個長度為M的列向量，以將 列向量轉置後作為矩陣Su的每一行的方式構造矩陣Su，然後將矩陣S"的 所有列拉直為( M)xl的列向量s'^由此得到了一個用戶"的擴頻碼的步 驟。
4. 根據權利要求1所述的方法，其中在步驟b中構成的正交矩陣 A e 9^xM ， B e9T『中每個元素的絕對值分別為和"廣。
5. 根據權利要求1所述的方法，其中所述擴頻碼的碼長屍等於 M 。
6. 根據權利要求5所述的方法，進一步包括將用戶"的擴頻碼s"分成 屍Av個子碼，每個子碼對應一個發射天線的步驟。
7. 根據權利要求6所述的方法，進一步包括將子碼中的不同碼片分別 分配到天線上對應的時頻隙上的步驟。
8.根據權利要求1所述的方法，其中產生的地址碼是"r整數倍。
全文摘要
一種在碼分多址系統中構成無約束成對正交碼的方法，包括步驟確定發射端的發射天線數量nT以及時間或者頻率上的擴頻因子數M；基於所確定的nT和M構成無約束正交碼的基本矩陣A∈RM×M，B∈R，且M≥nT，使得無約束正交碼能夠實現完全空間分集；基於所構成的基本矩陣A和B，按照使得到的擴頻碼矩陣S的列與列之間正交的條件計算擴頻碼矩陣S；和將擴頻碼矩陣S的每一列分成M個維數為nT×1的列向量，並按照使構造的矩陣的行與行之間為正交的方式構成維數為nT×M的矩陣Su，根據矩陣Su構造擴頻碼矩陣S的第u列，擴頻碼矩陣S中的每一列由系統中的一個用戶作為擴頻碼使用。
文檔編號H04B7/06GK101459458SQ20071030096
公開日2009年6月17日 申請日期2007年12月14日 優先權日2007年12月14日
發明者劉元安, 加山英俊, 戰 張, 瑋 王, 王亞琛, 剛 謝 申請人:株式會社Ntt都科摩