基於雙延遲鏈鎖相環的零電壓轉換dc-dc功率管驅動電路的製作方法

2023-05-21 10:59:01

專利名稱：基於雙延遲鏈鎖相環的零電壓轉換dc-dc功率管驅動電路的製作方法
技術領域：
本發明屬於電子技術領域，具體涉及一種功率管驅動電路，主要應用於同步整流低壓輸出的降壓型DC-DC轉換器。
背景技術：
同步整流降壓DC-DC轉換器因其高效率被廣泛應用於可攜式設備。同步整流降壓 DC-DC轉換器的拓撲結構如圖1所示。Mp和Mn分別是上拉管和下拉管，Dn是Mn的寄生體二 極管，L是濾波電感，C是輸出電容，Itj是輸出負載，Vdd和Vtj分別是輸入電壓和輸出電壓， Vpm和Vnm分別是Mp和Mn的柵驅動信號，Vsw是Mp和Mn的共漏端電壓。為了避免Mp和Mn同 時導通造成電源到地的短路，他們導通區域之間要插入一段延遲稱為死區時間，而考慮到 工藝偏差等原因，這段時間通常設定得較長，在IOns以上。當Vpm關斷而Vnm尚未導通的時 候，為了維持電感電流，Vsw會逐漸下降，直至下降至-0. 7V左右使體二極體Dn導通直至Mn 導通如圖2所示，tE_是Dn導通的時間，這段時間內電流在Dn上會消耗較大的能量。如果 在Vsw降至0時Mn恰好導通，就能夠消除這部分多餘的能耗，這就是實現了所謂的零電壓轉 換，這時的死區時間就是優化死區時間。優化死區時間是根據輸出負載實時變化的，因此需 要一定的控制電路來實現。延遲鎖相環具有同步信號的能力，而且精度高，抗溫漂，可以實現零電壓轉換。然 而傳統的延遲鎖相環中的壓控延遲鏈常使用比較器作為基本單元，而比較器消耗靜態功 耗，在低功耗方面存在弱點。偽電流控制反相器的壓控延遲鏈結構只有動態功耗，但線性度 較差，難以實現大範圍變化的延遲。本發明使用偽電流控制反相器作為延遲鎖相環的壓控 延遲鏈的基本單元，降低了延遲鎖相環的功耗；同時採用雙延遲鏈結構，解決了偽電流控制 反相器的線性度差的問題，使延遲鎖相環在各靜態工作點下均有很快的鎖定速度。

發明內容
本發明的目的在於提出一種以低功耗的延遲鎖相環實現降壓型DC-DC轉換器的 零電壓轉換的驅動電路，在滿載到空載範圍，都能實時調整死區時間，實現零電壓轉換，提 升DC-DC轉換器的效率。本發明使用偽電流控制反相器為單元的壓控延遲鏈1，由第一和第二壓控延遲鏈 構成的雙壓控延遲鏈結構2，和防止負死區時間的緩衝器3。應用於DC-DC變換器柵驅動的雙延遲鏈延遲鎖相環的結構如圖3所示。基於雙延 遲鏈延遲鎖相環的零電壓轉換DC-DC功率管驅動電路包括鑑相器和電荷泵、誇導放大器、 第一壓控延遲鏈與第二壓控延遲鏈、第一感應器與第二感應器、DC-DC轉換器的上拉管Mp和 下拉管Mn，以及啟動電路。啟動電路把控制信號En經過處理後形成信號EnO，信號EnO通過控制鑑相器與電 荷泵和誇導放大器來控制延遲鎖相環的啟動和關閉。Vpwm是具有一定佔空比的方波，經過 第一壓控延遲鏈與第二壓控延遲鏈後形成具有一定的相位差的信號Vpmci和V·，信號Vpmci和V_經過緩衝器放大驅動能力，得到信號VPM和VM。第一感應器和第二感應器分別採Vsw的 下降沿和VM的上升沿，得到信號phasel和phaSe2。鑑相器與電荷泵將phasel和phaSe2 的相差轉化成控制電壓VCTK，誇導放大器把控制電壓VCTK轉換成差分電流，並形成兩組偏置 電壓，其中一組偏置電壓VUP1與VDN1輸入到第一壓控延遲鏈，而另一組偏置電壓VUP2與V腿輸 入到第二壓控延遲鏈。當信號phasel領先於信號phaSe2時，鑑相器和電荷泵的輸出電壓減 小，誇導放大器通過調整偏置電壓，同時增大第一壓控延遲鏈的延遲和第二減小壓控延遲 鏈的延遲，使信號phasel滯後，信號phasel提前，如此一步步調整，直至phasel和phaSe2 同相。而經過合理的設計，可以使第一感應器和第二感應器的延遲時間相匹配，這樣Vsw的 下降沿和VNM的上升沿也將同相。波形如圖4所示，和t2分別是Vsw的下降沿和VM的上 升沿的時間點，t/和t2'分別是第一感應器和第二感應器的輸出信號的上升沿時間點， 八、和A、分別是第一感應器和第二感應器的延遲時間，若有t/ = t2'和At1= At2， 便有、=t2，即實現了零電壓轉換。採用偽電流控制反相器作為壓控延遲鏈採的基本單元，只有動態功耗。但其傳遞 函數的線性度較差，本發明採用雙延遲鏈結構，使用兩延遲鏈的延遲差作為死區時間，克服 了偽電流控制反相器的線性度差的缺點。由於死區時間是延遲差因此可能是負值，即上拉 管和下拉管同時導通，為了完全杜絕這種意外發生，緩衝器中通過一定的控制強行規定一 個最小死區時間。


圖1為同步整流降壓型DC-DC轉換器的拓撲結構。圖2為零電壓轉換的波形圖解。圖3為柵驅動電路在降壓型DC-DC轉換器中應用的示意圖。圖4為延遲鎖相環實現零電壓轉換的原理圖。圖5為延遲鎖相環中誇導放大器和偽電流控制反相器電路圖。圖6(a) (b)分別為單延遲鏈和雙延遲鏈的電壓-延遲關係曲線。圖7為緩衝器電路圖。
具體實施例方式下面結合附圖和實例對本發明進行進一步詳細的說明。實現零電壓轉換的原理已經闡述。偽電流控制反相器和誇導放大器的結構如圖5 所示，左邊的部分是誇導放大器的等效示意圖，右邊的部分是偽電流控制反相器形成的延 遲鏈，M0S管MuppMpMs和MDN1構成一個偽電流控制反相器的單元，M0S管和M2的柵端輸 入高電平或者低電平，他們的共漏端輸出高電平或者低電平，而高低電平信號傳遞的速度 靠M0S管MUP1和MDN1的柵電壓來控制。圖中共畫了兩個基本單元，單元數可以調整。VCTK是 誇導放大器的輸入電壓，也可稱為壓控延遲連的控制電壓，％是誇導放大器的輸入電壓的 直流工作點，gm是誇導放大器的誇導，在VCTK控制下形成控制電流ICTK，ICTE0是誇導放大器的 icte的直流工作點，M0S管MUP和Mdn的柵漏相連形成與ICTK相關的偏置電壓M0S管VUP和VDN， 輸入到到M0S管MUP1、MUP2、MDN1、MDN2的柵端，input和output分別是需要延遲的方波信號和 經過了延遲的方波信號。這樣的結構使得電路只有在input的電平翻轉時才消耗能量，且延遲也能受到控制，相對比較器結構，功耗卻大大減小。然而，如果使用單條壓控延遲鏈，從控制電壓到延遲的傳遞函數的線性度並不好。 圖6(a)顯示的是單條壓控延遲鏈的電壓-延遲關係的仿真曲線。可以看到僅僅在延遲時 間變化3倍左右的情況下控制電壓_延遲的線性度已經很差，從控制電流到延遲的傳遞函 數大致是反比例關係，結合從控制電壓到控制電流的傳遞函數，死區時間可以表示為 其中td是死區時間，K1是一常數。死區時間的變化通常需要十多倍(1ns到十多 ns)，在這樣的條件下控制電壓-死區時間關係的線性度更差。環路的剩餘模塊均具有良好 的線性傳遞函數，因此環路的增益將變得不恆定。根據延遲鎖相環原理，環路增益大則響應 快，但超過1時會有過衝，超過2時不穩定。若要保證環路在最大增益處穩定，則環路在最 小增益處的鎖定速度會很慢。本發明使用了雙延遲鏈的結構利用兩條壓控延遲鏈的延遲差 作為死區時間，死區時間可以表示為 式⑵中的K1 和 K2 均為常數，IcTE0+gm (Vcte-V0)和 ICTRQ-gm (Vctr-Vq)分別是第一壓 控延遲鏈和第二壓控延遲鏈2的控制電流。僅從表達式分析，式(2)比式(1)的線性度好 很多，而且從理論上可以實現從Ons到任意時間的延遲，最大延遲是最小延遲的無窮多倍， 而增大最大延遲僅需要增加單元數，這不影響控制電壓-死區時間的線性程度，並且通過 為兩延遲鏈設定不同的單元數-相當於調整K1和K2的大小-可以調節死區時間的直流點。 圖6(b)顯示的是雙延遲鏈的電壓-死區時間的仿真關係曲線，仿真結果也顯示了雙延遲鏈 結構在線性度方面的改進。由於仿真使用的是相同單元數的延遲鏈，因此死區時間的直流 電約為0ns，且負最大值約等於正最大值。緩衝器的電路如圖7所示。M1是PM0S，M2、M3是NMOSJ1和M2的漏端相接，M2的源 端和M3的漏端相接，M1和M3的柵端接需要放大驅動能力的上拉管驅動信號的原始信號Vpmci， M2的柵端接Vnm的取反信號，於是該級輸出電平由高向低翻轉受Vnm控制，只有在Vnm為低電 平時輸出電平才可由高向低翻轉。之後是偶數個逐級增大的反相器單元，驅動能力放大後 得到上拉管的驅動信號VPM，這樣從Vnm的下降沿到Vpm的下降沿便強行錯開一段延遲，延遲 就是信號從M2的柵端傳到Vpm所需要的時間。同樣原理，M4、M5是PMOS，M6是NMOS，M5和M6的漏端相接，M5的源端和M4的漏端相 接，M4和M6的柵端接需要放大驅動能力的下拉管驅動信號的原始信號V_，M5的柵端接Vpm 的取反信號，於是該級輸出電平由低向高翻轉受Vpm控制，只有在Vpm為高電平時輸出電平才 可由低向高翻轉，之後是偶數個逐級增大的反相器單元，驅動能力放大後得到上拉管的驅 動信號VM，這樣從Vpm的上升沿到Vnm的上升沿便強行錯開一段延遲，延遲就是信號從M5的 柵端傳到Vnm所需要的時間。
權利要求
一種基於雙延遲鏈鎖相環的零電壓轉換DC-DC功率管驅動電路，其特徵在於該驅動電路鑑相器和電荷泵、誇導放大器、第一壓控延遲鏈與第二壓控延遲鏈、第一感應器與第二感應器、DC-DC轉換器的上拉管MP和下拉管MN，以及啟動電路；啟動電路把控制信號En經過處理後形成信號En0，信號En0通過控制鑑相器與電荷泵和誇導放大器來控制延遲鎖相環的啟動和關閉；VPWM是具有一定佔空比的方波，經過第一壓控延遲鏈與第二壓控延遲鏈後形成具有一定的相位差的信號VPM0和VNM0，信號VPM0和VNM0經過緩衝器放大驅動能力，得到信號VPM和VNM；第一感應器和第二感應器分別採VSW的下降沿和VNM的上升沿，得到信號phase1和phase2；鑑相器與電荷泵將phase1和phase2的相差轉化成控制電壓VCTR，誇導放大器把控制電壓VCTR轉換成差分電流，並形成兩組偏置電壓，其中一組偏置電壓VUP1與VDN1輸入到第一壓控延遲鏈，而另一組偏置電壓VUP2與VDN2輸入到第二壓控延遲鏈。
全文摘要
本發明屬於電子技術領域，具體為一種基於雙延遲鏈鎖相環的零電壓轉換DC-DC功率管驅動電路。零電壓轉換是應用於同步整流低壓輸出降壓DC-DC轉換器中的提升效率的主要技術。延遲鎖相環以其同步信號的能力和高精度、抗溫漂等優點，可以作為零電壓轉換控制器。本發明使用偽電流控制反相器為單元的壓控延遲鏈1，由第一和第二壓控延遲鏈構成的雙壓控延遲鏈結構2，和防止負死區時間的緩衝器3。解決了偽電流控制反相器的線性度差的問題，以低功耗和高線性度完成了適用於零電壓轉換的延遲鎖相環的設計，提供了零電壓轉換的良好的解決方案。
文檔編號H03L7/08GK101841230SQ20101013755
公開日2010年9月22日 申請日期2010年4月1日 優先權日2010年4月1日
發明者劉祥昕, 李文宏, 田鑫, 皮常明 申請人:復旦大學