高頻電介加熱的功率控制方法及其設備的製作方法

2023-05-25 12:41:06

專利名稱：高頻電介加熱的功率控制方法及其設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及例如使用磁控管(magnetron)的微波爐中採用的高頻電介加 熱，並且本發明更具體地涉及高頻電介加熱，其不受磁控管特性、磁控管種 類、以及磁控管的'陽極溫度變化的變化影響。
背景技術：
通常，在高頻'電介加熱設備中，要提供給磁控管的功率由轉換器(inverter) 控制電路的輸出脈沖寬度控制。根據傳統設備的結構，隨著信號疊加裝置的 輸出電壓增長，轉換器控制電路的輸出脈衝寬度加寬，並且要提供給磁控管 的功率增加。根據該結構，通過改變信號疊加裝置的輸出電壓，磁控管的加熱輸出可連續變化。此外，由於加熱器還作用為磁控管的陽極，所以用於向^t控管供電的轉 換器也向加熱器供電。因此，根據要提供給磁控管的功率的變化，要提供給 加熱器的功率也變化。由此，當加熱器的溫度維持在合適的範圍內時，磁控 管的加熱輸出可以僅在很小範圍內變化，這使得不能連續變化加熱輸出。作為解決該問題的控制系統，已知高頻加熱設備中採用的控制系統，其 在日本專利公開Hei-7-136375中公開。現在說明圖11的執行該控制系統的高 頻加熱設備的解釋圖。在圖11中，該加熱控制系統包括磁控管701;轉換 器703,其不僅向高壓整流器電路702供應高壓電，而且還向磁控管701的 加熱器715供電，所述高壓整流器電路702用來向磁控管701供應次級繞組 功率；轉換器電路705，其整流交流電供電704,將其變換成給定頻率的交流 電，並且將交流電提供給轉換器703;功率檢測裝置706,用於檢測轉換器電 路705的輸入功率或輸出功率；輸出設置部分707,用於輸出對應於期望的 加熱輸出設置的輸出設置信號；功率控制部分708,其將功率檢測裝置706 的輸出與輸出設置信號相比較，並且控制功率控制信號的直流電平，使得它 提供期望的加熱輸出；信號產生檢測裝置719,其中當功率檢測裝置706的 輸出等於或大於基準電壓產生裝置718的輸出電平時，其輸出(即信號產生 檢測信號)從LO轉變成HI;比較電壓產生電路716,用於產生對應於輸出 設置信號的電壓；波形成形電路721,用於成形不僅波形成形信號，而且成 形整流器電路710的輸出，所述波形成形信號通過利用電平變換電路720比 較輸出設置信號獲得，所述整流器電路710的輸出用來基於上述的波形成形 信號和上述的信號產生檢測信號，整流交流電供電704的電壓；比較電路711， 其將波形成形電路721的輸出信號與比較電壓產生電路716的輸出相比較， 並且當前者較小時輸出比較基準電壓，而當前者較大時反向放大它；信號疊 加裝置712,其在上述的功率控制信號上疊加表示比較電路711的輸出變化 的信號，並且輸出脈沖寬度控制信號；振蕩器電路713;以及轉換器控制電 路714,其利用上述的脈沖寬度控制信號，脈寬調製該振蕩器電路713的輸 出，並且利用由此得到的經調製的輸出驅動轉換器電路5。根據上述的高頻加熱設備，要供應給磁控管701的功率根據轉換器控制 電路714的輸出脈衝的寬度來控制。隨著信號疊加裝置712的輸出電壓增長， 轉換器控制電路714的輸出脈衝的寬度加寬，並且要供應給磁控管701的功 率增加。在該設備中，通過連續變化信號疊加裝置712的輸出電壓，磁控管 701的加熱輸出可連續變化。根據該結構，交流電電源704的整流電壓被輸入並且根據波形成形電i 各 721的輸出設置來成形，所述波形成形電路72將由此成形的電壓輸出到比較 電路711。波形成形電路721的輸出由比較電路711反向放大，所述比較電路 711將比較電壓產生電路716的電壓作為參考電壓，所述比較電壓產生電路 716產生對應於加熱輸出設置信號的電平的基準信號，並且該反向放大的信 號和功率控制部分.708的輸出彼此疊加。因此，當加熱輸出設置為低時，在 交流電電源704的最大振幅附近的上述的脈衝寬度控制信號的電平(信號疊 加裝置712的輸出信號)進一步降低，而磁控管非振蕩部分中的其電平進一 步增加，由此擴展每一電源周期磁控管的振蕩周期。由此，要供應給加熱器 的功率增加。此外，當加熱輸出設置為高時，轉換器電路5的輸入電流波形 在包絡峰值附近向上凸出(project),並且提供趨近正弦波的整流波形的波形， 由此能夠抑制諧波電流。以這種方式，脈衝寬度控制信號由波形成形電路721控制，使得對於低 輸出時間能夠輸入大量的加熱器電流，而對於高輸出時間能夠減少電源電流 諧波。換句話說，電源電流諧波能夠被抑制，並且加熱器電流的變化能夠被
減小，由此能夠實現高可靠性的高頻加熱設備。然而，在該控.制中，開關電晶體的開/關驅動脈衝是使用調製的波形調製的脈衝寬度，所述調製的波形通過處理和成形市電(commercial power supply ) 波形得到；以及，執行根據[估計控制方法]的波形成形處理，使得輸入電流能 夠實現正弦波。由此，已經發現，波形成形不能夠遵循磁控管的特性、磁控 管的種類、由於磁控管的陽極溫度以及由於微波爐內負載引起的ebm (陽極 和陰極之間的電壓)變化、以及供電電壓的變化的變化。現在，將在下面給出磁控管的特性和磁控管的種類的變化的簡要描述。 由於磁控管的VAK(陽極/陰極電壓)-Ib特性是非線性負載，如圖12中所示， 所以通過根據市電的相位來調製脈沖的開(on)寬度，使得輸入電流波形實 現正弦波，由此增強其功率係數。並且，該磁控管的非線性特性根據磁控管的種類變化，並且還取決於磁 控管的溫度和微波爐內的負載而變化。圖12是陽極/陰極施加的電壓-磁控管的陽極電流特性視圖。具體地，圖 ]2A示出依據磁控管的種類的變化，圖12B示出依據磁控管的電源匹配好壞 的變化，而圖12C示出了依據磁控管的溫度的變化。圖12A到12C共同的是， 垂直軸表示^1控管的陽極和陰極之間的電壓，而水平軸表示陽極電流。這裡參照圖12A, A、 B和C分別示出磁控管的三種特性。在磁控管A 的情形，直至VAK變成VAK1 ( =ebm )，僅僅允許IA1或更少的小電流流過。 然而，當VAK超過VAK1時，電流IA開始突增。在該區域中，即使當VAK 輕微變化時，IA也有很大的變化大。接下來，在磁控管B的情形，VAK2( =ebm) 小於VAK1;並且在磁控管C的情形，VAK3 (=ebm)低於VAK2。以這種方 式，由於磁控管的非線性特性根據磁控管的種類A、 B和C變化，所以在解 調的波形與具有低ebm的磁控管相匹配的情形，當使用具有高ebm的磁控管 時，輸入電流波形被失真。傳統的設備不能夠處理該問題。這引起了完成免 受這些影響的高頻龍介加熱電路的問題。類似地，參照圖12B,三種磁控管特性分別表示當從磁控管側觀看時加 熱室(chamber)的阻抗匹配的好或壞。當阻抗匹配良好時，VAK1 (=ebm) 最大，並且隨著阻抗匹配變差，VAK降低。以這種方式，磁控管的非線性特 性也依據阻抗匹配的好壞很大地變化。這引起了完成免受磁控管的這些特性 的影響的高頻電介加熱電路的問題。 此外，類似地，參照圖12C,三種磁控管特性分別表示磁控管溫度的高 和低。當溫度低時，VAK1 (=ebm)最大，並且隨著溫度增加，ebm降低。 由此，在磁控管的溫度設置為低的情形，當磁控管的溫度變得高時，輸入電 壓波形失真。以這種方式，因為磁控管的非線性特性根據磁控管的溫度很大地變化， 所以需要完成免受磁控管這些特性影響的高頻電介加熱電路。在處理上述問'題中，已知在日本專利公開2004-30981中公開的控制系 統。圖13是執行該控制系統的高頻加熱設備的解釋視圖。在圖13中，交流電電源220的交流電壓由二極體橋型整流器電^各23K其 包括四個二極體232 )整流，並且通過由電感器234和電容器235組成的平 滑電路230變換成直流電壓。然後，直流電壓不僅通過諧振電路236而且通 過轉換器電路變換成高頻交流電流，所述諧振電路236包括電容器237和轉 換器241的初級繞組238，所述轉換器電路包括開關電晶體239,其結果是通 過轉換器241在轉換器241的次級繞組243中存在感應的高頻高電壓。在次級繞組243中感應的高頻高電壓通過倍壓整流器(voltage doubler rectifier)電路244施加到磁控管250的陽極252和陰極251之間，所述倍壓整 流器電路244包括電容器245、 二極體246、電容器247、以及二才及管248。 此外，轉換器24r還包括第三繞組242，並且磁控管250的加熱器(陰極) 251由第三繞組242加熱。上述結構構成轉換器主電路210。接下來，將在下面給出控制電路270的描述，所述控制電路270用來控 制轉換器的開關電晶體239。首先，轉換器電路的輸入電流利用如CT的電流 檢測裝置271檢測，並且來自電流檢測裝置271的電流信號由整流器電路272 整流，並且由平滑電路273平滑；並且，該信號通過比較電路274與來自輸 出設置部分275的信號相比較，所述輸出設置部分275輸出對應於另一加熱 輸出設置的輸出設置信號。通過這種方式，由於比較電路274進行比較用於 控制功率密度，所以本發明甚至當輸入信號包括磁控管250的陽極電流信號、 開關電晶體239的集合器(collector)電流信號等來代替上述的輸入電流信號 時也是有效的。另 一方面，交流電電源220由二極體261整流，並且其波形然後由成形 電路262成形。然後，來自成形電路262的信號被反相，並且由反相/波形處 理電路263處理波形。
來自成形電路262的輸出信號通過根據本發明提供的增益可變放大器電 路291 (下文將討論)可變增益，由此輸出基準波形信號；以及，來自整流 器電路272的輸入電流波形信號、和來自增益可變放大器電路291的基準波 形信號，由根據本發明還提供的波形差錯檢測電路292輸出作為波形差錯信來自波形差錯檢測電路292的波形差錯信號和來自比較電路的電流差錯 信號，通過混合和濾波器電路281 (下文稱作混合電路)混合和濾波，由此 輸出開(on)電壓信號，所述開電壓信號由PWM比較器282與來自鋸齒波形產 生電路283的鋸齒波形比較，並且被脈寬調製，由此控制轉換器電路的開關 電晶體239的開和關。現在說明圖14示出的混合電路281的實例。混合電路281具有三個輸入 端子。具體地，輔助調製信號施加到端子811，波形差錯信號施加到端子812, 而電流差^"信號施加到端子813，並且，這些信號由如圖14中所示的該內部 電路混合。標號810代表高頻波截止(cut)濾波器，其具有移除電流差錯信號的高 頻分量的功能，所述電流差錯信號中不需要高頻分量。高頻分量移除的原因 如下，即，如果高頻分量在電流差錯信號中存在，那麼當電流差錯信號與波 形差錯信號混合時，波形差錯信號的變化分量被阻止不能清晰地出現。以上述方式，跟隨(following)輸入電流密度的波形基準由增益可變放大器 電路291自動地創建，該波形基準通過波形差錯檢測電路292與從電流檢測 裝置271得到的輸入電流波形比較，由此得到波形差錯信息，因此得到的波 形差錯信息與輸入電流控制的輸出混合，並且結果產生的信息用於轉換器電 路的開關電晶體239的開/關驅動信號的變換。以這種方式，由於控制迴路以這樣的方式運行，在該方式中輸入電流波 形與跟隨輸入電流密度的波形基準相一致，所以甚至當磁控管的種類和特性 變化時，甚至當ebm (陽極和陰極之間的電壓)由於磁控管的陽極溫度和/或 微波爐內的負載的變化時，並且進一步甚至當電源電壓變化時，輸入電流波 形能夠免受這些因素的影響而成形。發明內容本發明要解決.的問題
然而，4艮據日本專利公開2004-30981中公開的結構，如圖14中所示， 波形利用來自反相/波形處理電路263的輔助調製信號811成形。這基於如下 原因通過利用除波形差錯信號812 (其反映實際的電流流動)外的輔助調 制信號811的成形波形中，波形成形也可以很好地實現。然而，不僅變換/波 形處理電路263的應用，而且整流器電路272的需要，使得結構複雜並且規 模巨大。並且，隨著輔助調製信號811的採用，需要根據磁控管的種類和特性控 制輔助調製信號811，其最後使得需要為對應於要使用的磁控管的每個電路 單獨設計結構。此外，隨著輔助調製信號811的採用，電晶體239的第一次開操作的開 始時間必須控制在0度和180度附近的相位，在此交流電電源的瞬時電壓為 低，由此防止高電壓施加到磁控管。然而，這導致了複雜的控制。本發明的目的在於實現一種高頻電介加熱功率控制方法和其設備，其不 僅能夠簡化加熱設備的結構由此減少加熱設備的大小，而且能夠消除上述對 應於磁控管的種類的控制和設計的需要，由此能夠增強設備的運行效率。解決問題的手段根據本發明的高頻電介加熱方法是一種用於控制轉換器電路的高頻電介 加熱功率控制方法，所述轉換器電路整流並高頻切換交流電電源電壓，以將其變換為高頻功率，所述方法包括步驟(1 )檢測轉換器電路的輸入電流， 以得到輸入電流波形；(2 )基於來自交流電電源電壓的交流電電源電壓波形， 得到跟隨輸入電流波形密度的基準波形；(3)將輸入電流波形與基準波形相 比較，以得到波形差錯信號；(4)將輸入電流波形與用於得到期望的高頻輸 出的輸入電流基準信號比較，以得到電流差錯信號；(5)將波形差錯信號與 電流差錯信號相加，以得到功率控制信號，用於驅動轉換器電路的開關晶體 管；以及(6)，在步驟(2)中僅基於交流電電源電壓波形和步驟(3)中得在上述方法中，由通過增益可變放大器變換市電電壓波形可得到基準波 形。此外，步驟(5)之前，波形可以限制于波形差錯信號的正和負方向。進 一步，在步驟(6)中，反饋信號的高頻分量能夠移除。接下來，根據本發明的高頻波電介加熱設備是一種用於控制轉換器電路 的高頻波電介加熱功率控制設備，所述轉換器電路整流並高頻切換交流電電源電壓，以將其變換為高頻功率。具體地，本發明包括電流;險測部分，用 於檢測轉換器電路的輸入電流；第一波形變換部分，用於將輸入電流變換為 輸入電流波形；第二波形變換部分，用於基於來自交流電電源電壓的交流電 電源電壓波形，得到跟隨輸入電流波形密度的基準波形；波形差錯檢測電路， 用於將輸入電流波形與基準波形相比較，以得到波形差錯信號；比較電路， 用於將輸入電流波形與用於得到期望的高頻輸出的輸入電流基準信號比較， 以得到電流差錯信號；以及，混合電路，用於將波形差錯信號和電流差錯信 號相加，以得到功率控制信號，用於驅動轉換器電路的開關電晶體，其中基 準波形僅基於交流電電源電壓波形和波形差錯信號的反饋信號產生。基準波形能夠由通過第二波形變換部分變換市電電壓波形得到。第二波 形變換部分可包持增益可變放大器。並且，可以提供限制器，其將波形限制于波形差錯信號的正和負方向上。 此外，還可以進一步提供高頻分量截止濾波器，其截止反饋信號的高頻分量。第 一波形變換部分還能夠包括輸入電流信號放大器，並且電流檢測部分 還能夠包括分流電阻器，其插入在交流電電源電壓和轉換器電路之間。發明的效果根據本發明，加熱設備的結構可以簡化，因此設備的大小可以縮小。此 外，還消除了對應於使用的磁控管的種類控制和設計設備的需要，由此能夠 增強設備的運行效率。


圖1是根據本發明的實施例1的高頻加熱設備的結構視圖。圖2是圖1中所示的高頻加熱設備中採用的控制電路的細節的電路圖。圖3是圖1中所示的高頻加熱設備中採用的混合電路的電路圖。圖4是圖1中所示的高頻加熱設備中採用的波形差錯檢測電路的輸入和輸出信號的波形的視圖。具體地，圖4A示出輸入電流大時的情形，而圖4B示出了輸入電流小時的情形。圖5是根據本發明的實施例2的解釋性視圖。具體地，圖5A是實施例2的框圖，圖5B是其特性視圖，而圖5C是波形視圖。圖6是用於根據本發明的實施例3將Vc限制器功能添加到電流控制輸出的結構的解釋性視圖。具體地，圖6A是實施例3的結構視圖，而圖6B是
具體電路的實例。圖7是根據本發明的實施例4的解釋性視圖。具體地，圖7A是實施例4 的框圖，其示出高頻分量截止濾波器包括在增益放大器電路中的實例，而圖 7B和7C分別示出:了高頻分量截止濾波器的實例。圖8是根據本發明的實施例5中使用的基準信號變換電路的解釋性視圖。 具體地，圖8A是基準信號變換電路的框圖，圖8B示出圖8A中所示的基準 信號變換電路的實例，而圖8C示出了波形；更具體地，圖8C(])示出了基 準波形而圖8C (2)示出了波形差錯信號。圖9是根據本發明的實施例6的解釋性視圖。具體地，圖9A是實施例6 的電路圖而圖9B是增益-頻率特性視圖。圖10是根據本發明的實施例7的解釋性視圖。具體地，圖IOA是實施 例7的電路圖，而圖10B是基準波形的相位提前的解釋性視圖。圖11是用於執行傳統控制方法的高頻加熱設備的結構視圖。圖12是磁控管的陽極/陰極施加的電壓-陽極電流特性視圖。具體地，圖 12A示出了磁控管的種類，圖12B示出了磁控管的電源匹配，而圖12C示出圖13是傳統的高頻加熱設備的結構視圖。圖14是圖13中所示的設備中採用的混合電路的實例的電路圖。標號說明10:轉換器主電路20:交流電電源30:平滑電路31: 二極體橋型整流器電路32: 二極體'34:電感器35:電容器36:諧振電路37:電容器38:初糹及繞糹且39:開關電晶體41:轉換器42第三繞組43次級繞組45電容器46二極體47電容器48二極體50磁控管51陰極52陽極61二極體62成形電路70控制電路71分流電阻器72輸入電流信號放大器73平滑電路74比專交電踏-75輸出設置部分81混合和濾波器電路82PWM比較器83鋸齒波產生電路91增益可變放大器電路620:基準信號變換電路740:比4交器910:高頻分量截止濾波器921:限制電路具體實施方式
現在，將在下面參照附圖給出根據本發明的實施例的詳細描述。 (實施例1)圖1是根據本發明的實施例1的高頻加熱設備的解釋性框圖。圖1中，高頻加熱設備包括轉換器主電路10、用於控制轉換器主電路10的開關d
體管39的控制電路70、以及石茲控管50。轉換器主電路10包括交流電電源 20、 二極體橋型整流器電路31、平滑電路30、諧振電路36、開關電晶體39、 以及倍壓整流器電路44 。交流電電源20的交流電源由包括4個二極體32的二極體橋型整流器電 路31整流，並且通過平滑電路30變換成直流電壓，所述平滑電路30包括電 感器34和電容器35。然後，直流電壓通過諧振電路36變換成高頻交流電流， 所述諧振電路36包括轉換器41的初級繞組38和電容器37，並且轉換器電 路包括開關電晶體39;以及，存在通過其次級繞組43中的轉換器41感應的 高頻高電壓。在次級繞組43中感應的高頻高電壓通過倍壓整流器電^各44施加到^t控 管50的陽極52和陰極51之間，所述倍壓整流器電路44包括電容器45、 二 極管46、電容器47和二極體48。此外，轉換器41具有第三繞組42，而磁 控管50的加熱器(陰極)51由第三繞組42加熱。上述結構構成轉換器主電 路10。接下來，將在下面給出用於控制轉換器主電路10的開關電晶體39的控 制電路70的描述。首先，分流電阻器(電流檢測部分)71的兩個終端部分 分別連接到輸入電流信號放大器(第一波形變換部分)72，所述分流電阻器 71插入在二極體橋型整流器電路31和平滑電路30之間。在分流電阻器71 中流動的電流由輸入電流信號放大器72檢測並放大，由此產生輸入電流波 形。由輸入電流信號放大器72得到的電流信號通過平滑電路73平滑。該信 號由比較電路74.與來自輸出設置部分75的信號相比較，所述輸出設置部分 75輸出對應於另一加熱輸出設置的輸出設置信號。通過這種方式，由於比較 電路74進行比較用於控制功率的密度，因此還能夠使用磁控管50的陽極電 流信號，或開關電晶體39的收集器電流信號等代替上述的輸入電流信號作為 輸入信號。另一方面，交流電電源20由連接到電源20的二極體61整流，然後其波 形由成形電路62成形。成形電路62的輸出信號輸入到增益可變放大器電路 (第二波形變換部分)91，而增益可變放大器電路91變化輸入信號的增益， 由此輸出基準波形信號(基準電流波形信號)；並且，來自輸入電流信號放大 器72的輸入電流波形信號與來自增益可變放大器電路91的基準波形信號之
間的差異由波形差錯檢測電路92輸出作為波形差錯信號。來自波形差錯檢測電路92的波形差錯信號與來自比較器電路74的電流 差錯信號，由混合和濾波器電路81混合和濾波(下文成為混合電路)，而混 合電路輸出所得結果的信號作為開電壓信號；並且，該開電壓信號由PWM 比較器82與來自鋸齒波產生電路83的鋸齒波相比較，並且以其脈寬調製， 由此控制轉換器主電路10的開關電晶體39的開和關。現在說明圖2示出的控制電路70的細節。雖然圖2中的控制電路70的 配置與圖l中的基本相同，但是在圖2中省略了平滑電路73。換句話說，圖 1中的平滑電路73也可以省略即，從輸入電流信號放大器72得到的電流 信號不經過平滑而直接到比較電路74,在此它可以與來自輸出設置部分75 的信號相比較。此外，圖2中所示的比較器740在圖1中省略。比較器740 通過電晶體T2連接到下文將討論的混合電路81的電阻器R3。下面還將給出 比較器740的描述。現在將對在下面參照圖2給出的控制電路70的操作作更詳細的描述。輸 入電流信號方t大器72糹全測輸入電流波形Sl,所述輸入電流波形Sl對應於流 經分流電阻器7]的電流。波形S1由平滑電路73平滑(然而，如上所述，該 平滑操作並非不可缺少，並因此在圖2中省略平滑電路73)。另一方面，交流電電源20的電流由二極體61整流(圖1 )，並且電流的 波形通過成形電路62成形，由此產生交流電電源電壓波形。該交流電電源電 壓波形輸入到增益可變放大器電路91 。基於該交流電電源電壓波形和反饋信 號S2,增益可變放大器電路91發現基準波形S3，所述反饋信號S2由波形差 錯檢測電路92 (下文將討論)通過高頻分量截止濾波器910得到，並還用來 控制增益。該基準波形S3根據反饋信號S2產生，所述反饋信號S2具有輸入 電流波形Sl作為其基礎(base)。換句話說，基準波形S3跟隨波形Sl的大 小。輸入電流波形Sl和跟隨該輸入電流波形Sl的基準波形S3,輸出到波形 差錯檢測電路92。波形差錯檢測電路92比較輸入電流波形Sl和基準波形S3, 由此產生波形差錯信號S4。該波形差錯信號S4用於在相對短時期單元內執行對應於(瞬時)輸入功率的變化的功率控制，即所謂的波成形操作；並且， 該波形差錯信號S4輸出到下文將述的混合電路81。通過這種方式，比較器 92a用於直接比較輸入電流波形Sl和基準波形S3,電流源92b用於產生提供
波形差錯信號S4的基礎的前向端信號，並且電流源92c用於產生饋至高頻分 量截止濾波器910的反饋端信號S2。電流源92b和92c的電流密度和極性反 映比較器92a的輸出。此外，波形差錯檢測電路92進一步包括限制器電路92d、 用於施加偏置的電源92e和電阻器92f、以及緩衝器電路92g。另一方面，上述的輸入電流波形Sl輸出到比較電路74,所述輸入電流 波形S1已經由平滑電路73平滑(圖1)。比較電路74將輸入電流波形Sl與 輸入電流基準信號SA相比較，所述輸入電流基準信號SA對應於來自輸出設 置部分75的加熱輸出設置。作為該比較的結果，產生電流差錯信號SB,然 後輸出到混合電路81。當該電流差錯信號SB大於0時，即當(輸入電流波 形Sl ) > (輸入電流基準信號SA)時，混合電路81的電晶體Tl截止。接下來，將在下面給出混合電路81的描述。如圖2和3中所示，混合電 路81包括上述的連接至比較電路74的電晶體Tl、連接至波形差錯檢測電路 92的電容器C]、以及三個電阻器R1、 R2和R3。通過這種方式，在圖2中， 混合電路81包括電晶體T2和電阻器R4，其另外顯示並且分別連接至比較器 740;然而，在圖3中省略了它們。混合電路81將來自上述的波形差錯檢測電路92的波形差錯信號S1和來 自比較電路74的電流差錯信號SB相加，並輸出所得結果的信號作為功率控 制信號(開電壓信號)。該相加操作(混合操作)，如參照圖2描述的，對應 於由於電流差錯信號SB的波形差錯信號S4的絕對值的偏移(垂直偏移)。並且，來自鋸齒波產生電路83的鋸齒波形與功率控制信號由PWM比較 器82相互比較，用於脈衝寬度調製，由此控制轉換器主電路10的開關晶體 管39的開和關。如上所述，跟隨輸入電流波形大小的基準波形由增益可變電路91自動地 創建，因此創建的基準波形和從分流電阻器71得到的輸入電流波形，由波形 差錯檢測電路92相互比較，以得到波形差錯信號，並且因此得到的波形差錯 信號與其為比較電路74的輸出的電流差錯信號混合，由此所得結果的信號用 作轉換器主電路10的開關電晶體39的開和關驅動信號。現在說明圖4的根據本實施例能夠得到的波形的解釋性視圖。具體地， 圖4A示出了當輸入電流大時得到的波形，而圖4B示出了當輸入電流小時的 波形。此外，(1)和(2)分別示出了波形差錯檢測電路92的輸入端信號(其 中X表示基準電流波形，而Y表示輸入電流波形)以及輸出端信號(波形差錯)。在圖4中，基準波形在跟隨該輸入電流的同時在大小上改變。因此，不 僅當輸入電流大(圖4A)而且當輸入電流小(圖4B)時，在波形差錯檢測 電路92的輸出端信號(波形差錯)中，如(2),僅僅出現其波形差錯；並因 此，用於創建波形差錯信號的波形差錯檢測電路92的動態範圍一直保持很 寬，由此改進了波形差錯檢測電路92的特性。以這種方式，由於混合電路81的控制迴路運行使得輸入電流波形與跟隨 輸入電流大小的基準波形相符合，所以甚至當磁控管在其種類和特性上變化 時，甚至也當ebm (磁控管的陽極和陰極之間的電壓)由於磁控管的溫度和/ 或微波爐內的負載變化時，並且進一步甚至當電源電壓變化時，輸入電流的 波形能夠免受這些變化的影響而成形。此外，市電電壓波形被使用，並且通過增益可變放大電路91變換為基準 波形，由此可以使得輸入信號的功率係數最優。即，由於市電電壓被整流， 由此產生基準電流信號波形，當市電電壓趨近正弦波時，基準電流信號波形 也趨近正弦波。此外，通常，市電電壓包括波形失真(特別是，正弦波的頂 峰部分塌陷(collapse)的波形失真)。在這樣的情形，基準電流信號波形也 以相同方式失真。歸根結底，在兩種情形中，基準電流信號波形包括該波形， 並且輸入電流波形趨近該基準電流信號波形，其結果是輸入電流波形免受電 源環境影響，並因此能夠增強功率係數。另一方面，傳統地，已經通常使用 用於利用微計算機等產生基準電壓的方法。然而，該傳統方法具有很大的缺此外，根據本實施例，關於基準波形和輸入電流波形之間的差異的信息 (波形差錯信號)，從波形差錯檢測電路92反饋至增益可變放大器電路91 。 如上所述，基準波形是已經由通過增益可變放大器91轉變市電電壓波形得到 的波形，並且基準波形和輸入電流波形之間的差異信息，進一步反饋到增益 可變放大器電路91，由此提供增益可變放大電路91的放大控制輸入信號， 由此基準波形能夠自動地跟隨輸入電流波形的大小。由此，在差異信息中僅 能出現波形差錯，使得波形差錯檢測電路92的動態範圍能夠保持很寬，並因 此能夠改進電路92的特性。進一步，根據本實施例，波形差錯信號通過高頻截止濾波器910反饋。 該結構能夠移除波形差錯信號的高頻分量。因此，當產生基準波形時，波形 差錯信號的噪聲對基準波形沒有不利影響，使得基準波形能夠在形狀上改進。 此外，與日本專利公開2004-30981的結構不同，消除了對使用來自反相 /波形處理電路263的輔助調製信號811的需要，該設備的結構能夠簡化，並 且其大小也能夠容易地減小。此外，由於消除了輔助調製信號811,消除了根據磁控管的種類和特性 調節輔助調製信號811的需要。並且，對於每個電路可以省略對應於要在設 備上安裝的磁控管的單獨的設計。進一步，隨著消除了輔助調製信號811,可以消除控制操作，在所述控 制操作中，電晶體239的第一次開操作的開始時間被控制在0度、180度左 右的相位，在此交流電壓的瞬時電壓小，由此防止高電壓施加到》茲控管。這 使得可以進 一 步簡化設備的結構。並且，在日本專利公開Hei-7-136375的結構中，需要電流檢測裝置271 (如CT)，以及用於整流電流信號的整流器電路272。另一方面，根據本實 施例，該操作利用分流電阻器71實現。由此，該設備可進一步簡化，該設備 可在尺寸上減小，並且IC的採用可以容易地實現。然而，當使用圖13中所 示的電流檢測裝置271和整流器電路272來替代圖1中所示的分流電阻器71 和輸入電流信號放大器72時，不存在任何問題。(實施例2)根據實施例2，在波形差錯檢測電路92中，另外提供了限制器，用於限 制其正和負方向上的差異信息(波形差錯信號)，由此差異信息通過限制器輸 入到混合電路81。現在說明圖5的本實施例的解釋性視圖。具體地，圖5A 是本實施例的框圖，圖5B是其特性視圖，而圖5C是其波形視圖。在圖5A 中，標號921表示根據本實施例安排在波形差錯檢測電路92中的限制功能。 當來自增益可變放大器電路91的基準波形和來自整流器電路72的輸入電流 波形輸入到波形差錯檢測電路92的輸入時，波形差錯通過該限制功能921輸 出到混合電^各81。參照圖5B,其垂直軸表示波形差錯值，而其水平軸表示輸入電流波形。 基準波形施加到水平軸的10。在差錯檢測特性中，如圖5B所示，以I0為中 心，繼續負向傾斜線LO，並且使用兩直線段L1和L2，來限制根據本實施例 在給定電平設置的波形，所述兩直線段Ll和L2分別放置在線L0之後和之前。
示出在垂直軸上出現的波形差錯信號的波形。在(1)中，x表示基準波形， 而Y表示輸入電流波形。D表示外部幹擾。當基準波形X施加到水平軸10 時，輸入電流波形Y圍繞基準波形X擺動；具體地，當波形Y大于波形X 時，波形Y在圖5C中向右擺動，而當波形Y小于波形X時，波形Y在圖 5C中向左擺動。當線垂直于波形Y的擺動方向向上延伸、並且與差錯檢測特 性線L0交叉時，該交叉點提供差錯值。當輸入電流波形Y太大時，該線與 差錯檢測特性線L1交叉，結果是限制了波形差錯。此外，當輸入電流波形Y 太小時，該線與差錯檢測特性線L2交叉，由此限制波形。因此，已經進入輸入電流波形Y的外部幹擾D由限制功能限制形狀，由 此減少幹擾D對波形差錯的影響。幹擾進入控制系統是一個問題。因此，根據本實施例，幹擾的影響可以減少。 此外，本實施例不僅能夠防止電路能飽和和不穩定的可能性，而且能夠 提高當差錯小時輸入信號的增益。由此，輸入電流波形允許更好地跟隨基準 波形，其導致電路的功率係數fi fe夠增強的輔助效應。根據本發明的實施例3，對電流控制輸出增加了 Vc限制器功能，其控制 開關電晶體的收集器電壓Vc到給定值。圖6是用於根據實施例3將Vc限制器功能增加到電流控制輸出的結構 的解釋性視圖。在該結構中，對圖i中所示的電路，進一步增加了比較器740, 其在圖6的下部以虛線示出。該結構在圖2中示出。向比較器740的比較器745的一個輸入端子742輸入開關電晶體的收集 器電壓信號Vc;並且，向另一輸入端子743輸入磁控管中的非震蕩時間中施 加的電壓，作為電壓基準信號V2。輸入端子742的電壓信號Vc和輸入端子 743的電壓基準信號之間的差異，從比較器745輸出到輸出端子744,其增加 到上述比較電路74的輸出，由此提供差錯信號。直到磁控管的陰極升溫到足夠允許磁控管振蕩的溫度，該比較器展現等 於高電阻器但不同於圖12中所示的特性的特性。因此，在開關電晶體39在 運行以允許電流從轉換器的第三繞組42流動到燈絲(filament)(圖1 )、直至 允許振蕩的時間期間(下文稱作非振蕩時間)，要施加到轉換器41的初級繞 組38的電壓被限制，由此防止過壓施加到》茲控管。因此,
換句話說，對電流控制輸出施加Vc限制器功能，其中在磁控管的非振 蕩時間，電壓V2被認為是電壓基準信號，並且該電壓基準信號與開關晶體 管39的收集器電壓Vc相比較，由此控制開關電晶體39的收集器電壓Vc至 給定值。這能夠簡化轉換器主電路10。通過這種方式，在磁控管的振蕩時間， 該電壓基準信號切換到高於電壓V2的電壓VI,並因此電壓V2被認為基本 上無效。(實施例4)實施例4是高頻分量截止濾波器910的修改。圖7示出了高頻截止濾波 器910包括在增益可變放大器電路91中的實例。圖7B和7C分別示出了截 止濾波器910的結構的實例。(實施例5)根據本發明的實施例5,提供了基準信號變換裝置，其在市電電壓為低 時允許基準波形信號達到0。圖8是本實施例中採用的基準信號變換電路的解釋性視圖。具體地，圖 8A是實施例5的框圖，圖8B示出了圖8A中所示的基準信號變換電路的實 例，而圖8C是波形圖，其中(l)表示基準波形，而(2)表示波形差錯信號。在圖8A中，標號620表示基準信號變換電路。該基準信號變換電路620 插入到成形濾波器62和增益可變放大器91之間，並且用來允許基準波形信 號在市電電壓為低的相位(O度附近，180度附近)達到0。在圖8B中，基準信號變換電^各620如下配置即，電晶體Tr62在Vcc 電源和增益可變放大器91的輸入端子之間連接，直流電壓62插入到電晶體 Tr62的基極和地極之間，而電阻器R62插入到電晶體Tr62的射極和增益可 變放大器91的輸入端子之間的連接點的上遊。現在，如果交流電流的全波整流波形Vs到達增益可變放大器91的輸入 端子，那麼當波形Vs的電壓大於給定值V2時，電晶體Tr62關閉，並因此 能夠原樣得到全波整流波形。另一方面，當波形Vs的電壓小於給定值V2時，電晶體Tr62打開，並 因此將Vcc電壓施加到輸入端子側；並且，因此，小於給定值V2的波形沒 有出現，而提供了由對應於給定低電勢部分的量引起的波形。並且，當移動 該波形的電平以將低電勢部分匹配到0時，可以得到期望的波形Vs'。在圖8C中，(c)是波形Vs的放大視圖，並且，如可以從圖8C看見的，
在市電電壓為低的相位(0度附近，180度附近)，基準波形信號達到0。由於該波形的使用，轉換器主電路的控制操作能夠穩定化。其原因在於，在市電電壓為低的相位(0度附近，180度附近)，初始地，電流不允許在磁控管 中流動，並因此不需要發出波形差錯信號。因此，當基準波形信號之前在市 電電壓為低的相位中為O設置時，消除了發出波形差錯信號以使得控制不穩 定的這種操作。在圖8C中，(2)表示根據現有技術方法的波形差錯信號，並 且如圖8C中所示，在市電電壓為低的相位(O度附近，180度附近)，操作容 易不穩定並且差錯信號的幅度值C1為大。另一方面，根據本發明的實施例， 如由陰影所示的Cl部分被截止並且因此電路操作能夠穩定化。 (實施例6)根據本發明的實施例6,在上述的成形電路62中，提供了帶通濾波器621 作為濾波器的實例，用於衰減市電頻率的諧波失真分量，由此完成成形濾波電路。圖9是實施例6的解釋性視圖；並且，具體地，圖9A是電路圖，而圖 9B是增益-頻率特性視圖。在圖9A中，標號621表示根據實施例6在成形電路62中提供的帶通濾 波器。該帶通濾波器621用於衰減超過市電頻率的較高階分量。圖9B示出帶通濾波器621的增益-頻率特性，其中市電頻率的較高階諧 波失真分量被截止，而市電頻率的較低階諧波失真分量的衰減量很小。作為 其結果，由於市電頻率的較低階失真分量保留，如實施例2中所描述，所以 根據本實施例的輸入信號的功率係數當與通常使用的利用微計算機的正弦波 基準信號方法相比時有所改進。此外，因為較高階失真分量和噪聲被截止， 所以轉換器電路的操作穩定並且對外部幹擾有很強的抵抗。(實施例7)根據本發明的實施例7,在之前描述的實施例1中的基準波形的相位隨 著考慮的控制系統的延遲時間之前提前。這能夠增強輸入信號的功率係數。 這裡，圖10是實施例7的解釋性視圖；並且，具體地，圖IOA是電路圖， 而圖IOB是基準波形的相位提前的解釋性視圖。在圖IOA中，標號621表示根據實施例7提供的濾波器電路的實例。大 略的參照配置是濾波器電路621、電阻器R61、 R62以及電容器C61構成截 止低頻帶分量的高通濾波器；電阻器R63、 R64以及電容器C62構成用於截 止高頻帶分量的低通濾波器；並且，電阻器R61和R62用於施加直流偏置。在上述濾波器中，當低通濾波器的截止頻率設置為高於電源頻率、並且 高通濾波器的截止頻率設置為低於電源頻率時，能夠提供帶通濾波器，其具 有與圖10B中所示的增益-頻率特性相同的特性。此外，在圖10B中所示的增益-頻率特性中，水平軸表示要輸入到濾波器 的信號的頻率，而垂直軸表示關於輸入信號的頻率的輸出信號的相位的變化。 由於上述的低通濾波器是相位延遲電路而高通濾波器是相位提前電路，所以 如圖10B中所示，在頻率高於電源頻率的情形相位延遲，並且對於低於電源 頻率的頻率相位提前。這裡，當上述的截止頻率以相位穿過0度的頻率稍稍 高於電源頻率時，如圖10B中所示，電源頻率的基準信號的相位能夠提前提 前量△①。因此，由於控制系統以輕微的延遲跟隨其相位相對於電源電壓提前的基 準信號，所以輸入電流波形的相位與電源電壓一致，從而能夠得到高功率係數。儘管至此已經給出了根據本發明的各種實施例，然而本發明並不局限於 這些實施例的內容，而本領域的技術人員基於本說明書的公開以及基於已知 的技術可以進行各種變化和應用；即，這些變化和應用落在權利要求的範圍內。本發明基于于2005年4月4日提交的日本專利申請(專利申請No. 2005-107639 ),並因此該申請的內容併入本申請作為參考。產業上的可利用性根據本發明的高頻電介加熱功率控制方法，不僅能夠簡化設備的結構和 能夠減小設備的大小，而且消除根據磁控管的種類的控制和設計，從而能夠 便利設備的控制。
權利要求
1.一種高頻電介加熱功率控制方法，用於控制轉換器電路，所述轉換器電路用於整流並高頻切換交流電電源電壓，以將其變換為高頻功率，所述方法包括以下步驟(1)檢測所述轉換器電路的輸入電流，以得到輸入電流波形；(2)根據來自所述交流電電源電壓的交流電電源電壓波形，獲得跟隨所述輸入電流波形大小的基準波形；(3)將所述輸入電流波形與所述基準波形相比較，以得到波形差錯信號；(4)將所述輸入波形和用於得到期望的高頻輸出的輸入電流基準信號相比較，以得到電流差錯信號；(5)將所述波形差錯信號與所述電流差錯信號相加，以得到功率控制信號，用於驅動所述轉換器電路的開關電晶體；以及，(6)在步驟(2)中，僅基於所述交流電電源電壓波形以及基於在步驟(3)中得到的所述波形差錯信號的所述反饋信號，產生所述基準波形。
2. 如權利要求1所述的高頻電介加熱功率控制方法，其中所述基準波形 由通過增益可變放大器變換市電電壓波形得到。
3. 如權利要求1或2所述的高頻電介加熱功率控制方法，還包括在所 述步驟(5)之前，限制所述波形差錯信號的所述正和負方向中的波形的步驟。
4. 如權利要求1-3中的任何一權利要求所述的高頻電介加熱功率控制方 法，其中所述步驟(6)還包括截止所述反饋信號的所述高頻分量的步驟。'
5. —種高頻電介加熱功率控制設備，用於控制轉換器電路，所述轉換器 電路用於整流和高頻切換交流電電源電壓，以將其變換為高頻功率，包括電流檢測部分，用於檢測所述轉換器電路的輸入電流；第 一波形變換部分，用於將所述輸入電流變換為輸入電流波形；第二波形變換部分，用於基於來自所述交流電電源電壓的交流電電源電壓波形，得到跟隨所述輸入電流波形大小的基準波形；波形差錯檢測電路，用於比較所述輸入電流波形和所述基準波形，以得到波形差錯信號；:比較電路，用於將所述輸入電流波形與用於得到期望的高頻輸出的輸入電流基準信號相比較，以得到電流差錯信號；以及， 混合電路，用於將所述波形差錯信號與所述電流差錯信號相加，以得到 功率控制信號，用於驅動所述轉換器電路的開關電晶體，其中，所述基準波形僅基於所述交流電電源電壓波形以及所述波形差錯 信號的所述反饋信號產生。
6. 如權利要求5所述的高頻電介加熱功率控制設備，其中，所述基準波 形由通過所述第二波形變換部分變換市電電壓得到。
7. 如權利要求5或6所述的高頻電介加熱功率控制設備，其中所述第二 波形變換部分包括增益可變放大器。
8. 如權利要求5-7中的任何一權利要求所述的高頻電介加熱功率控制設 備，還包括限制器:用於限制所述波形差錯信號的所述正和負方向上的波形。
9. 如權利要求5-8中的任何一權利要求所述的高頻電介加熱功率控制設 備，還包括高頻分量截止濾波器，用於截止所述反饋信號的所述高頻分量。
10. 如權利要求5-9中的任何一權利要求所述的高頻電介加熱功率控制 設備，其中所述第一波形變換部分包括輸入電流信號放大器。
11. 如權利要求5-10中的任何一權利要求所述的高頻電介加熱功率控制 設備，其中所述電流檢測部分包括插入在所述交流電電源電壓和所述轉換器 電路之間的分流電阻器。
全文摘要
為了簡化設備的結構，減小其大小、消除根據磁控管的種類的調節和設計的需要，並且增強運行效率。轉換器的輸入電流由分流電阻器(71)檢測，並且經由輸入電流信號放大器(72)變換為輸入電流波形。另一方面，通過利用來自AC電源電壓的AC電源電壓波形，增益可變放大電路(91)獲取跟隨輸入電流波形幅度的基準波形。波形差錯檢測電路(92)將輸入電流波形與基準波形比較，以獲取波形差錯信號。比較電路(74)將輸入電流波形與從輸出設置部分(75)得到的、用於得到期望的高頻輸出的輸入電流基準信號比較，以獲取電流差錯信號。混合和濾波器電路(81)將波形差錯信號和電流差錯信號相加，以獲取功率控制信號，用於驅動轉換器電路的開關電晶體(39)。這裡，僅基於AC電源電壓波形和波形差錯信號的反饋信號產生基準波形。
文檔編號H05B6/66GK101112124SQ20068000359
公開日2008年1月23日 申請日期2006年4月4日 優先權日2005年4月4日
發明者安井健治, 末永治雄 申請人:松下電器產業株式會社