具有同步功率轉換的電源的製作方法
2023-05-16 21:34:46 3
專利名稱：具有同步功率轉換的電源的製作方法
技術領域：
本發明涉及的電源具有猝發操作方式和正常運行操作方式。
典型的開關方式電源(SMPS)包括開關電晶體，開關電晶體耦連到功率轉換變壓器的原邊繞組上，用於將輸入電源電壓周期性地供給原邊繞組上。已知在正常運行操作方式下，並且在待機備用操作方式下操作SMPS。在正常運行操作方式中，變壓器的副邊繞組中以高頻產生電流脈衝，並且電流脈衝被整流，周期性地補充濾波或整流電容中的電荷。在電容中產生的輸出電源電壓被連接向負載供能。
在正常運行操作方式中，SMPS以連續方式操作。在待機備用備用操作方式中，希望SMPS以猝發方式操作，來減少功率耗散。在猝發方式的給定周期內，高頻電流脈衝產生在變壓器的繞組中。電流脈衝後面是相對長的間隔，這裡稱之為延遲時間間隔(dead time interval)，它持續幾毫秒的時間，其間不產生電流脈衝。
在微處理器中可以產生on/off(開/關)信號。微處理器參考一個電位，這個電位被稱為與主電源電壓絕緣的冷接地電位。這樣，SMPS的控制電路可以包括一個部分，這部分不與主電源電壓絕緣。變壓器形成一個隔離屏障。
需要避免使用附加的隔離屏障，來將絕緣的微處理器的on/off控制信息，供給非絕緣的SMPS控制電路中，實現在連續方式和猝發方式之間的轉換。
先進型的SMPS是零電壓轉換SMPS。在零電壓轉換SMPS中，當電晶體的主電流導電端之間的電壓為零，來減小轉換損失時，電晶體上的轉換發生。在待機備用時，需要以猝發方式操作零電壓轉換SMPS。
零電壓轉換SMPS實施了本發明的一個特定方案，在零電壓轉換SMPS中，通過一個開關從濾波電容上斷開運行方式負載，來啟動待機備用方式。由此，運行方式負載停止消耗負載電流。因為運行方式負載電路是不導通的，在工作周期內，SMPS的反饋迴路促使電晶體導通，其中工作周期實質比運行方式中的短。在電晶體的連續轉換周期中，在待機備用時，短的工作周期促使零電壓轉換SMPS以猝發方式操作。
通過所述開關將運行方式負載耦連到濾波電容上，啟動電晶體的操作，從猝發方式轉換到運行方式。增加的負載電流被感應，並且在電晶體中導致一個增加的工作周期。增加的工作周期促使零電壓轉換SMPS在運行時以連續方式操作。這樣，避免使用附加的隔離屏障，在連續方式和猝發方式之間進行轉換。
在待機備用方式中，可以使用濾波電容電壓來導通微處理器。在從猝發方式到運行方式操作的轉換間隔期間，需要避免電容電壓急劇減小。防止濾波電容的放電會避免可能的故障。例如如果電源電壓過度減小，微處理器可能停止操作。
用戶可以通過例如遙控器裝置，發出打開電源命令。將運行負載耦連到電容上的開關如果被打開，在延遲時間間隔中，電容電壓可能過度減小，這是因為沒有產生電流脈衝而致。
在實現一個本發明的方案的過程中，響應用戶發出的打開電源命令，微處理器產生同步的on/off控制信號，來打開開關。在延遲時間間隔結束後，與延遲時間間隔的結束同步，開關立即打開，將運行方式負載耦連到濾波電容上。
在延遲時間間隔中，當不產生電流脈衝時，運行方式負載從濾波電容上斷開連接。這樣，濾膜電容沒有過度放電。結果是，在延遲時間間隔中電源電壓沒有減小。進一步，在延遲時間間隔後立即產生的每個電流脈衝，補充濾膜電容中的電荷。
例如，假設第一次嘗試時負載電流的增加，不足以禁止猝發方式的操作。在後面的延遲時間間隔過程中，微處理器將促使開關關閉。結果，防止濾膜電容放電。第一次嘗試後，在延遲時間間隔結束時，微處理器促使開關在第二次嘗試時打開。此時，負載電流足夠高，使猝發方式的操作停止，並開始連續運行方式。
實施本發明方案的一種開關方式電源，包括一個輸出級，所述輸出級用於在正常運行操作方式中產生輸出電源脈衝，並在待機備用備用操作方式下，在猝發方式周期的第一部分產生輸出電源脈衝。在猝發方式周期的第二部分，輸出電源脈衝被禁止。控制信號和on/off信號產生，其中控制信號指示猝發方式周期的第一和第二部分之一發生。在操作的待機備用和運行方式之間的轉換中，響應on/off信號和控制信號，並且耦連到輸出級的開關，在猝發方式周期的預定時刻，選擇地導通運行方式負載電路。
圖1顯示的電源實施了本發明的一個方案，在待機備用時，電源以猝發方式操作；圖2a、2b和2c顯示的波形用於解釋圖1的電路在運行方式下的操作；圖3a和3b顯示的波形用於解釋圖1的電路在待機備用時以猝發方式的操作；圖4a、4b和4c顯示的波形用於解釋圖1的電路從猝發方式轉換到正常運行操作方式。
圖1顯示了一個調諧的SMPS100，它實施了本發明的一方案。在圖1中，作為電晶體開關而操作的N型金屬氧化物半導體(MOS)功放電晶體Q3，使它的漏極通過變壓器T1的原邊繞組L1，耦連到輸入電源的接線端20上，輸入電源為直流(DC)電源RAW B+。變壓器T1作為隔離變壓器，用於提供熱接地電位-冷接地電位(hot ground-cold ground)的隔離屏障。電源RAW B+從例如濾波電容上得到，其中濾波電容耦連到橋式整流器，而橋式整流器將主電源電壓整流，主電源電壓沒有在圖中顯示。
電晶體Q3的源極通過電流傳感器或取樣電阻R12，耦連到非隔離的熱接地電位上。阻尼二極體D6作為開關，並聯到電晶體Q3上，並且阻尼二極體D6與電晶體Q3包含在相同的包裝容器中，形成雙向開關22。電容C6並聯到二極體D6上，並且串聯到繞組L1上，當開關22不導通時，電容C6與繞組L1的電感一起形成諧振電路21。
變壓器T1的副邊繞組L2耦連到峰值整流二極體D8的陽極上，並且耦連到隔離的冷接地電位上，用於在濾波電容C10中產生輸出電壓VOUT，其中濾波電容C10耦連到二極端D8的陰極上。在正常運行操作方式中，電壓VOUT通過串聯的運行負載開關401，耦連到運行負載電路302上。開關401由控制信號RUN/STBY控制，控制信號RUN/STBY實施了本發明的方案，並且控制信號RUN/STBY由微處理器412產生，用於在運行方式中將開關401保持在打開狀態。
誤差放大器23響應電壓VOUT和參考電壓VREF。光耦連器IC1包括發光二極體。光耦連器IC1的電晶體發射極，通過電阻R4耦連到負的DC電壓V3上。光耦連器IC1的電晶體集電極，耦連到電容C3上。光耦連器IC1用於隔離。當電壓VOUT比參考電壓VREF大時，光耦連器IC1的誤差集電極電流IE指示它們之間的量，以及它們之間相差的量。
比較器電晶體Q2具有基極，基極通過電阻R11，耦連到電晶體Q3的源極與電流傳感器電阻R12之間的連接點上。電晶體Q2將它的基極電壓VBQ2與誤差電壓VEQ2比較，其中誤差電壓VEQ2在電晶體Q2的發射極形成。電壓VBQ2包括的第一部分與電晶體Q3中的源極-漏極電流ID成比例。DC電壓V2通過電阻R6耦連到電晶體Q2的基極上，來形成電壓VBQ2的第二部分，這部分電壓形成在電阻R11的兩端。
DC電壓V2還通過電阻R5耦連到反饋濾波電路上，來形成電流源，對電容C3充電，其中反饋濾波電路由電容C3形成。誤差電流IE耦連到電容C3上，用於對電容C3放電。二極體D5耦連到電晶體Q2的發射極和地線之間。二極體D5將電壓VEQ2限制在二極體D5的正向電壓上，並且限制電晶體Q3中的最大電流。
電晶體Q2的集電極耦連到電晶體Q1的基極上，並且電晶體Q1的集電極耦連到電晶體Q2的基極上，來形成正回授開關31。電晶體Q3的控制電壓VG在電晶體Q1的發射極形成，電晶體Q1的發射極形成正回授開關31的輸出端，並且電晶體Q1的發射極通過電阻R10耦連到電晶體Q3的柵極上。
變壓器T1的副邊繞組L3通過電阻R9耦連，用於產生交流(AC)電壓V1。電壓V1通過電容C4和電阻R8，交流耦連到電晶體Q1的發射極上，來產生電晶體Q3的驅動電壓。交流耦連的電壓VG通過集電極電阻R7耦連到電晶體Q2的集電極和電晶體Q1的基極上。電壓V1還通過二極體D2整流，來產生電壓V3，並且通過二極體D3整流，來產生電壓V2。
當電源RAW B+打開時，電阻R3使電容C4充電，其中電阻R3耦連到電源RAW B+的源極與電容C4的接線端之間，電容C4遠離繞組L3。當電晶體Q3的柵極上的電壓VG超過MOS電晶體Q3的臨界電壓時，電晶體Q3導通，促使電晶體Q3的漏極電壓VD減小。結果，電壓V1變為正值，並且電壓VG增強，以正反饋方式保持電晶體Q3完全打開。
圖2a-2c顯示的波形，對於解釋圖1中調諧的SMPS的操作是有用的。圖1和圖2a-2c中相似的符號和數字指示相似的項目或功能。
在圖2c中，在給定周期T的間隔t0-t10期間，圖1中導通的電晶體Q3的電流ID上升。結果，在繞組L1中，電流IL1的相應非諧振電流脈衝部分上升，並且以磁能的形式存儲在電感中，其中電感與變壓器T1的繞組L1相關聯。在圖2c的時刻t10，圖1的電壓VBQ2，包括從電阻R12兩端的電壓中得到的上升部分，電壓VBQ2超過正回授開關31的觸發電平，用於打開電晶體Q2，其中觸發電平由電壓VEQ2確定。電流在電晶體Q1的基極中流動。這樣，正回授開關31在電晶體Q3的柵極上應用低阻抗。結果，圖2a中的柵極電壓VG減小到接近零伏特的水平上，並且截止圖1的電晶體Q3。當電晶體Q3截止時，圖2b中的漏極電壓VD增加，並且促使圖1中的電壓V1減小，其中電壓V1從繞組L3中獲得。存儲在柵極-源極電容CG中的電荷保持鎖住方式操作，直到圖2a的時刻t20為止。
需要一定的電壓才能保持圖1中足夠的集電極電流，當電壓VG變得小於這個電壓時，電晶體Q2基極的正嚮導通停止，結果，正回授開關31的鎖住操作方式被釋放。然後，繼續減小的電壓V1，促使圖2a的電壓VG的負相部分40，將圖1的電晶體Q3保持在截止狀態。
當電晶體Q3關閉時，在圖2b的間隔t10-t20中，漏極電壓VD如所示增加。圖1的電容C6限制電壓VD增加的比例，在電壓VD精確地增供給零電壓以上之前，使電晶體Q3完全不導通。由此，轉換損失和發射的轉換噪聲減小。在圖2b的間隔t10-t30中，當圖1的電晶體Q3關閉時，包括電容C6和繞組L1的諧振電路21振蕩。電容C6限制電壓VD的峰值電平。這樣，不需要緩衝器二極體和電阻，使效率增加並且轉換噪聲減小。
在圖2b的時刻t30之前，電壓VD的減小促使圖1的電壓V1變為正電壓。在圖2b的時刻t30，電壓VD接近於零伏特並且為負值，促使圖1的阻尼二極體D6打開，並且將圖2b中的電壓VD箝制在大約零伏特的水平上。這樣，圖1中的諧振電路21顯示了振蕩的半個周期。在圖2b的時刻t30後，因為前述圖1中電壓V1的極性改變，圖2a的電壓VG增加為正值。
後面電晶體Q3的打開延遲一個延遲時間，直到圖2b中的時刻t30以後為止，在時刻t30，電壓VD變為接近於零伏特的水平，延遲時間由電阻R8和柵極電容CG的時間常數決定。這樣，導致最小的打開損失，並且轉換噪聲減小。
通過改變濾波電容C3的電壓VEQ2，實現電壓VOUT的負反饋控制。當電壓VOUT大於電壓VREF時，電流IE使電容C3放電，並且減小電壓VEQ2。這樣，比較器電晶體Q2的臨界電平減小。結果，電晶體Q3中電流ID的峰值減小，並且傳送給負載電路的功率減小，其中負載電路沒有畫出。另一方案，當電壓VOUT小於電壓VREF時，電流IE為零，並且電阻R5中的電流使電壓VEQ2增加。結果，電晶體Q3中電流ID的峰值增加，並且傳送給負載電路的功率增加，其中負載電路沒有畫出。這樣，電晶體Q3的控制電路根據電壓VEQ2，提供電晶體Q3中電流ID的工作周期調製，其中控制電路包括正回授開關31。
調諧的SMPS100根據電流-脈衝控制的電流脈衝，以電流方式控制而操作。在圖2c的間隔t0-t10期間，電流ID的電流脈衝在圖1的電晶體Q3中流動，當到達圖1中電晶體Q2的臨界電平時，電流脈衝在圖2c的時刻t10結束，其中圖1中電晶體Q2的臨界電平由電壓VEQ2確定，並且通過誤差電流IE建立，形成誤差信號。誤差信號實際控制電流ID的電流脈衝的峰值電流，其中電流ID在繞組L1的電感中流動。控制電路以正反饋的方式立即修正，用於輸入電壓B+的電壓變化，而不使用誤差放電器23的動態範圍。以這種方式，可以得到電流方式控制的優點和調諧的SMPS的優點。
圖3a和3b顯示了圖1中電壓V30在接線端30的波形，這對解釋SMPS100在待機備用時以猝發方式操作是有用的。當電晶體Q3打開時，電壓V30大約等於柵極電壓VG，柵極電壓VG控制電晶體Q3。當圖1的電晶體Q3中發生轉換操作時，在圖3a的猝發方式周期tA-tC中，圖3b中電壓V30的波形包括的時間，超過活動間隔tA和tB。在相對長的延遲間隔tB-tC內，在圖1的電晶體Q3中沒有發生轉換周期。在圖1、2a、2b、2c、3a和3b中相似的符號和數字，指示相似的項目或功能。
在圖3b中的時刻tA結束的延遲間隔內，圖1的電容C4通過電阻R3以上升的方式充電，來形成正電壓VC4，充電的速率由R3和C4的時間常數決定。在時刻tA，正電壓V30到達圖1中電晶體Q3的臨界電平上。結果，在電晶體Q3中產生高頻轉換周期。在間隔tA-tB期間，圖3b中電壓V30的正峰值電壓V30PEAK，超過圖1中電晶體Q3的臨界電平。這樣，高頻轉換周期在電晶體Q3中繼續。在電晶體Q3的每個轉換周期中，如前所述，電晶體Q1打開。這樣，電容C4被輕微放電。電晶體Q1的放電電流超過電阻R3的充電電流。這樣，電壓VC4下降。在趨於減小圖3b中正峰值電壓V30PEAK的方向上，電壓VC4的電平改變電壓V1。在時刻tAB，正峰值電壓V30PEAK減小到一個值，這個值小於圖1中電晶體Q3的臨界電平。電晶體Q3中的轉換操作在時刻tB停止，並且接著是下一個延遲間隔tB-tC。從圖3a的時刻tB到時刻tC，如前面所述，電容C4通過電阻R3充電。
例如，當用戶通過遙控器裝置，啟動電源關閉請求命令時，其中遙控器裝置未畫出，控制信號ON/OFF應用到微處理器412的輸入端412a上。圖1的微處理器412產生低電平狀態下的控制信號RUN/STBY，用於關閉運行負載開關401。關閉的開關401將圖1的運行方式負載電路302從濾波電容C10上斷開連接，用於啟動並保持操作的待機備用狀態的猝發方式。由此，負載電路302被關閉，並且負載電路302中的負載電流IL2停止。另一方案，耦連到電容C10上的負載電路303，在待機備用方式中包括導通的級。
當負載電路302斷開連接時，電容C10的充電電流IDOUT3小。因為當負載電路302關閉時，圖1中電容C10的充電電流IDOUT3小，在實質短於運行方式的工作周期內，反饋迴路促使電晶體Q3導通。在電晶體Q3的連續轉換周期內，短的工作周期促使SMPS100在待機備用中，以猝發方式操作。
如前面所述，SMPS100包括運行方式下的零電壓轉換特徵，和待機備用方式下的猝發方式特徵。兩個特徵都利用了SMPS100的自振方案。
根據需要延遲間隔tB-tC的長度，選擇電阻R3和電容C4的值。選擇電阻R8的值，用於保證以猝發方式操作。如果電阻R8的值太大，電晶體Q1中的放電電流會太小，並且圖3b中電壓V30的峰值電壓V30PEAK將不減小，而低於圖1的電晶體Q3的臨界電平。通過選擇電阻R8的足夠小的值，當短的工作周期產生在電晶體Q3的連續轉換周期中時，保證猝發方式操作。
圖4a、4b和4c顯示的波形，對解釋圖1的SMPS100從待機備用方式轉換到運行方式是有用的。在圖1、2a、2b、2c、3a、3b、4a、4b和4c中相似的符號和數字，指示相似的項目或功能。在給定的猝發方式周期t1-t3中，在圖4c的猝發部分t1-t2期間，圖1中的繞組L2中產生的脈衝407，在包絡檢測器402中被整流，用於在圖1的電容405中形成包絡檢測的脈衝信號408。包括檢測器402包括電阻403，電阻403耦連到變壓器T1的繞組L2的部分，與整流二極體404的陽極之間。整流二極體404的陰極耦連到濾波電容405上，電容405與電阻406並聯。在繞組L2中形成的脈衝在二極體404中整流，用於在電容405中形成包絡檢測的信號408。信號408通過分壓器耦連到微處理器412上，其中分壓器包括電阻409和電阻410。
在待機備用方式下，並在轉換到運行方式的過程中，圖4c顯示了信號408的波形。到運行方式的轉換在時刻t3開始。在延遲間隔t2-t3之外，脈衝信號408形成邏輯高電平。在延遲間隔t2-t3期間，圖1的猝發方式脈衝407消失，而圖4c的信號408在邏輯低電平上。
例如，當用戶通過遙控器裝置，啟動電源打開請求命令時，其中遙控器裝置未畫出，適當狀態的控制信號ON/OFF應用到微處理器412的輸入端412a上。在延遲間隔t2-t3期間，在關於圖4c的信號408的非同步時刻，例如在圖4b的時刻t8，圖4b控制信號ON/OFF可以發生。結果，圖1的微處理器412開始搜索包絡檢測的信號408從低電平-高電平的轉換，在圖4c的時刻t3發生。在圖4c的時刻t3後，圖1的微處理器412立即產生高電平狀態的同步控制信號RUN/STBY，用於打開開關401。應該理解同步控制信號RUN/STBY的產生，可以通過使用專用的邏輯電路而交替地完成，其中專用的邏輯電路響應包絡檢測的信號408和控制信號ON/OFF。可以使用這樣的硬體解決方法，來代替在微處理器412的程序控制下，產生信號RUN/STBY。
在實現本發明的方案時，開關401打開，用於在圖4c中的延遲間隔t2-t3的結束時刻t3後，立即將圖1的運行方式電路302耦連到濾波電容C10上。在延遲間隔部分t8-t3，當不產生圖1的電流脈衝IDOUT3時，運行方式負載電路302不能使電容C10放電。這樣，在圖4a的間隔t8-t3期間，圖1的輸出電源電壓VOUT不減小。相反，在圖4b的間隔t8-t3內，由於圖1的開關401打開，因為圖1的電流脈衝IDOUT3消失，如圖4a中的虛線222所示，圖4a的電壓VOUT急劇減小。在圖4a-4c的延遲間隔t2-t3後立即發生的每個電流脈衝IDOUT3，補充圖1的電容C10。由此實現電源啟動。
例如，假設在圖4c的時刻t4，猝發方式部分中的負載電流IL2的幅值，在包絡檢測的信號408的低電平-高電平轉換408U發生後，足以釋放猝發方式操作。結果，包絡檢測的信號408的低電平-高電平轉換408D發生，並且隨後是另一個猝發方式的周期。
在實現本發明的進一步方案時，微處理器412在圖4c的時刻t4後面的延遲間隔期間，將促使開關401關閉，這個延遲間隔未畫出。結果，避免圖1的濾波電容C10放電。在圖4c的時刻t4後面，延遲間隔結束時(這個延遲間隔未畫出)，當後麵包絡的檢測信號408的低電平-高電平轉換408U發生時(這個轉換未畫出)，圖1的負載電流IL2的幅值足以釋放猝發方式的操作。結果，SMPS100繼續以連續運行方式操作。由此，實現第二次啟動的嘗試。
權利要求
1.一種開關方式電源，包括一個輸出級，用於在待機備用操作方式期間，在正常運行操作方式中和在猝發方式周期的第一部分產生輸出電源脈衝，而在所述猝發方式周期的第二部分中，所述輸出電源脈衝被釋放；一種裝置，用於產生控制信號，所述控制信號指示發生所述猝發方式周期的所述第一和第二部分之一；一個開/關信號源；及一種開關，響應所述開/關信號和所述控制信號，並耦連到所述輸出級，在操作的所述待機備用和所述運行方式之間的轉換期間，在猝發方式周期的預定時刻，選擇地導通運行方式負載電路。
2.根據權利要求1的電源，其中在操作的所述運行方式的整個過程中，所述開關將所述輸出級耦連到所述運行方式的負載電路中。
3.根據權利要求1的電源，其中所述輸出級響應第一信號，第一信號指示所述輸出電源脈衝的幅值，當所述幅值在值的範圍之內時，用於在相應延遲間隔之間，以所述猝發方式產生所述輸出電源脈衝，並當所述幅值在值的所述範圍之外時，用於在所述延遲間隔之外，以操作的所述運行方式產生所述輸出電源脈衝。
4.根據權利要求1的電源，其中與所述控制信號同步，所述開關在轉換過程中導通所述運行方式電路。
5.根據權利要求1的電源，其中所述控制信號產生裝置包括包絡檢測器。
6.根據權利要求1的電源，進一步包括濾波電容，其中所述輸出級在所述濾波電容中產生電流脈衝，用於產生濾波的輸出電源電壓，並且其中所述開關在所述運行方式中，將所述濾波電容耦連到所述運行方式負載電路中，並且在所述待機備用過程中，以猝發方式將所述電容與所述運行方式負載電路斷開連接。
7.根據權利要求1的電源，其中在所述第二部分，只要所述輸出電源脈衝被釋放，所述開關使所述運行方式負載電路與所述輸出級斷開連接，並且當開始產生所述輸出電源脈衝時，將所述運行方式負載電路耦連到所述輸出級。
8.根據權利要求1的電源，其中在操作的所述待機備用方式中，所述輸出級耦連到待機備用方式負載電路上，用於導通所述待機備用方式負載電路。
9.根據權利要求1的電源進一步包括微處理器，微處理器響應所述開/關信號和所述控制信號，用於產生開關控制信號，開關控制信號耦連到所述開關的控制端上。
全文摘要
一個電源,在正常運行操作方式中運行,並在待機備用過程,電源以操作的猝發方式運行。例如,當用於啟動打開電源請求命令時,on/off控制信號應用到微處理器的輸入端。微處理器監視猝發方式周期的延遲間隔的結束時刻,並產生同步控制信號,用於打開開關。在延遲時刻結束後,開關立即打開。打開的開關將運行方式負載耦連到電源的濾波電容上。
文檔編號H02M3/338GK1326260SQ01104600
公開日2001年12月12日 申請日期2001年1月11日 優先權日2000年1月11日
發明者R·C·阿倫, G·納斯, S·P·麥佩克, J·C·史蒂芬斯 申請人:湯姆森許可公司