射頻噪聲消除器的製作方法

2023-05-18 11:39:11

專利名稱：射頻噪聲消除器的製作方法
技術領域：
本發明涉及數據傳輸系統，尤其涉及減輕接收機處的射頻噪聲。
背景技術：
目前，正在開發用於高速數據通信的雙向數字數據傳輸系統。眾所周知，已開發的在雙絞電話線上進行高速數據通信的一個標準是非對稱數字用戶線(ADSL)。目前在開發的在雙絞電話線上進行高速數據通信的另一個標準是超高速數字用戶線(VDSL)。
由ANSI(美國國家標準協會)授權的組織，電信信息解決聯盟(ATIS)已制訂了用於在ADSL上傳輸數字數據的基於離散多頻音的方法。雖然該標準有各種其它的應用，但它主要用於在普通電話線上傳輸視頻數據並進行快速的網際網路訪問。北美標準被稱為ANSIT1,413ADSL標準(以下叫做ADSL標準)。在ADSL標準下的傳輸速率將有利於以高達8兆比特每秒(Mbits/s)的速率在雙絞電話線上傳輸信息。此標準化系統限定了使用離散的多頻音(DMT)系統，該系統使用在向前(下行)方向上均為4.3125kHz寬的256個「頻音」或「子信道」。在電話系統中，把下行方向定義為從中心局(一般歸電話公式所有)到遠程場所(可以是終端用戶)(即，常駐用戶或商務用戶))的傳輸。在其它系統中，所使用的頻音數量的變化範圍很大。然而，當使用反快速傅立葉變換(IFFT)來進行有效調製時，對於可獲得的子信道(頻音)數量的典型值是2的整數冪，例如，128、256、512、1024或2048個子信道。
ADSL標準還限定了使用數據速率在16到800Kbit/s範圍內的的反向信號。此反向信號相應於沿上行方向的傳輸，例如，從遠程場所到中心局。這樣，術語ADSL來源於沿下行方向的數據傳輸速率高於沿上行方向的數據傳輸速率這一事實。這在通過電話線把視頻編程或者視頻會議信息傳輸到遠程場所的系統中特別有用。
由於上行和下行信號都在相同的電線對上傳播(即，它們被雙路復用(duplex))，所以必須以某種方式把它們相互隔開。ADSL標準中所使用的雙工方法是頻分雙工(FDD)或消除回波。在頻分雙工系統中，上行和下行信號佔據不同的頻帶，並由濾波器來分離發射機和接收機處的信號。在回波消除系統中，上行和下行信號佔據相同的頻帶並通過信號處理來分離。
ANSI對基於用戶線的傳輸系統產生了另一個標準，這個標準叫做VDSL標準。VDSL標準有利於在下行方向上有至少12.98Mbit/s以及高達51.92Mbit/s或更大的傳輸速率。為了實現這些速率，必須使雙絞電話線上的傳輸距離短於ADSL所允許的長度。同時，數字、音頻和視頻會議(DAVIC)在類似的系統上工作，該系統被叫做光纖到街道(FTTC)。從「街道」到用戶房屋的傳輸媒體是標準的非屏蔽雙絞(UTP)電話線。
已提出在VDSL和FTTC標準(以下叫做VDSL/FTTC)中所使用的許多調製方案。所提出的大多數VDSL/FTTC調製方案利用上行和下行信號的頻分雙工。有希望提出的另一個VDSL/FTTC調製方案使用不相互重疊的周期性同步的上行和下行通信周期。即，用於共享連接器(binder)的所有電線的上行和下行通信周期是同步的。由此配置，使得同一連接器內所有的超高速傳輸同步且時分雙工，從而有時不傳輸與上行通信的傳輸重疊的下行通信。這也叫做基於(即，「桌球」)的數據傳輸方案。在此期間沿任一方向都不傳輸數據的靜止周期使上行和下行通信周期分離。例如，對於20個碼元(symbol)的超級幀，為了有利於傳輸方向在電話線上的反轉，超級幀內的兩個DMT碼元是靜止的(即，靜止周期)。在此情況下，將以大約每秒4000的速率發生傳輸方向的反轉。例如，已提出大約10-25μs的靜止周期。許多調製方案都可使用同步方法，這些方案包括諸如離散多頻音調製(DMT)或離散子波多頻音調製(DWMT)等多載波傳輸方案以及諸如正交調幅(QAM)、無載波幅度相位調製(CAP)、正交相移鍵控(QPSK)或殘留邊帶調製等信號載波傳輸方案。在與DMT一起使用同步時分雙工方法時，它被叫做同步DMT(SDMT)。
上述傳輸系統的共同特點是至少把雙絞電話線用作連接中心局(例如，電話公司)和用戶(例如，居民)的傳輸媒體的一部分。難於在互連傳輸媒體的所有部分中避免雙絞布線。即使從中心局到用戶住宅附近的街道可使用光纖，但還是使用雙絞電話線把信號從街道送入用戶的家裡或單位。
雖然雙絞電話線的絞合提供了一些抵抗外部無線電幹擾的保護，但某些無線電於擾仍舊存在。隨著傳輸頻率的增大，通過絞合也不能減輕的無線電幹擾變得很重要。結果，無線電幹擾使得在雙絞電話線上高速傳輸的數據信號明顯退化。隨著數據傳輸速度的增加，這個問題更加惡化了。例如，在雙絞電話線上傳輸VDSL信號的情況下，無線電幹擾可使VDSL信號明顯退化。這個成問題的無線電幹擾也叫做射頻噪聲。
不想要的無線電幹擾可來自於各種源。一個具體的無線電幹擾源是業餘(或業餘)無線電操作人員。業餘無線電臺在大量功率的較寬頻率範圍內進行廣播。業餘無線電操作人員還經常例如大約每隔兩分鐘就改變其廣播頻率。由於高速的數據傳輸，由各種源產生的無線電幹擾(噪聲)可使在雙絞電話線上傳輸的所需數據信號明顯退化。
因而，使用具有諸如可用於ADSL和VDSL的高速數據傳輸速率的雙絞電話線的問題在於，無線電幹擾成為接收機準確接收所傳輸的數據信號的一個重要障礙。這樣，需要提供消除或補償無線電幹擾的技術。

發明內容
從廣義上來說，本發明是一種通過使用在實際上不傳輸數據時獲得的信息而自適應地估計數據傳輸期間的射頻噪聲以從接收到的信號中除去射頻噪聲的技術。通常，在利用本發明的技術的接收機或接收機系統處接收到所傳輸的數據。本發明的技術對於諸如VDSL和ADSL等高速數據傳輸尤其有用，在這些高速數據傳輸中，由業餘無線電或其它源(例如，橋接抽頭、串音)所產生的射頻噪聲基本上阻礙了準確地接收所傳輸的數據。
可以設備、系統、方法等各種方式來實現本發明。以下討論本發明的幾個實施例。
作為在產生第二信號時從第一信號中除去射頻噪聲的射頻噪聲消除器，本發明的一個實施例包括自適應濾波器，用於根據濾波器參數濾除基準噪聲信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從第一信號中減去噪聲消除信號來產生第二信號；以及更新電路，用於根據現有的第二信號以預定的次數來修改所述自適應濾波器的參數。
作為用於數據通信系統的接收機，本發明的一個實施例包括變壓器，具有耦合到傳輸媒體的至少一個輸入端、用於輸出差分信號的輸出端和用於輸出基準噪聲信號的基準端子；耦合到所述變壓器的射頻噪聲消除器，用於從差分信號中消除確定的射頻噪聲來產生噪聲已消除的差分信號；以及處理電路，用於對噪聲已消除的差分信號進行解碼來獲得數據。射頻噪聲消除器至少包括自適應濾波器，用於根據濾波器參數濾除基準噪聲信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從差分信號中減去噪聲消除信號來產生噪聲已消除的差分信號；以及更新電路，用於根據現有的噪聲已消除的差分信號以預定的次數來修改所述自適應濾波器的參數。
在使用時分多路復用數據傳輸的同步DMT系統(其中所有信道的數據傳輸方向周期性地切換，且在每個方向變化之間存在沿任一方向都不傳輸數據的靜止時間)中，本發明的接收機設備包括變壓器，具有耦合到傳輸媒體的至少一個輸入端、用於輸出差分信號的輸出端和用於輸出共模信號的共模端子；射頻噪聲消除器，用於從差分信號中消除某種射頻噪聲來產生噪聲已消除的差分信號；以及處理電路，用於對噪聲已消除的差分信號進行解碼來獲得數據。射頻噪聲消除器至少包括自適應濾波器，用於依據濾波器參數濾除共模信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從差分信號中減去噪聲消除信號來產生噪聲已消除的差分信號；以及更新電路，用於在一些或所有的靜止周期中根據現有的噪聲已消除的差分信號來更新所述自適應濾波器的參數。傳輸媒體最好是雙絞電話線。
作為從射頻源(通過耦合到傳輸媒體上意外地幹擾在傳輸媒體上傳輸的數據接收)中除去射頻幹擾的方法，本發明的一個實施例包括以下操作；接收差分數據信號和基準噪聲信號；產生估計的噪聲信號；從差分數據信號中減去所估計的噪聲信號來產生噪聲已消除的差分數據信號，該噪聲已消除的差分數據信號中射頻幹擾已基本上被除去；在數據傳輸中的靜止周期中更新所估計的噪聲信號的估計值。
本發明的一個優點在於，對幹擾射頻噪聲的估計不但非常準確而且是自適應的，這是因為在數據傳輸期間(但在短暫的時間周期中實際上不傳輸數據)以預定的次數更新估計值。本發明的另一個優點在於，在接收機的前端除去射頻噪聲。因而，射頻噪聲可在飽和接收機內的模擬-數字轉換器前被除去。
從以下詳細描述並結合附圖(通過對本發明原理的舉例來示出)將使本發明的其它方面和優點變得明顯起來。
附圖概述從以下詳細描述並結合附圖將容易理解本發明，其中相同的標號表示相同的結構元件，其中

圖1是依據本發明一個實施例的接收機系統的方框圖；圖2是依據本發明一個實施例的射頻(RF)消除器的方框圖；圖3是圖2所示RF消除器的更新電路和自適應濾波器的具體實施例的方框圖；圖4是圖2所示RF消除器的更新電路和自適應濾波器一部分的另一個具體實施例的方框圖；圖5是依據本發明第二實施例的RF消除器的方框圖；以及圖6是依據第三實施例的RF消除器的方框圖。
本發明的較佳實施方式以下將參考圖1-6來討論本發明的實施例。然而，本領域內的技術人員容易理解，在這裡相對於這些圖所給出的詳細描述是為了說明的目的，本發明可擴展到這些有限的實施例以外。
本發明旨在一種使用在實際上不傳輸數據的短暫時間周期時獲得的信息而自適應地估計數據傳輸期間的射頻噪聲以從接收到的信號中除去射頻噪聲的技術。最好在利用本發明的技術的接收機或接收機系統接收數據傳輸。本發明的技術對於射頻噪聲基本上阻礙了準確地接收所傳輸數據的諸如VDSL和ADSL等高速數據傳輸尤其有用。以下參考幾個實施例來說明本發明。
圖1是依據本發明一個實施例的接收機系統100的方框圖。接收機系統100包括耦合到雙絞線104的變壓器102。通常，雙絞線104是雙絞電話線。變壓器102接收在雙絞線104上輸入的數據信號。例如，輸入的數據信號可具有任何形式或協議，但接收機系統100特別適用於諸如由ADSL和VDSL所提供的高速系統。
還假設噪聲源106在雙絞線104附近操作。噪聲源106產生無線電信號。因而，噪聲源106可以是產生幹擾接收機系統100所接收的數據信號的無線電信號的任何東西。在諸如ADSL和VDSL等高速數據傳輸的情況下，業餘無線電用戶在重疊的頻率範圍內進行操作，因而它們成為潛在的噪聲源106。雖然由噪聲源106所產生的無線電信號可能是有用的信號，但對於接收機系統100來說，這些信號是射頻噪聲。噪聲源106所產生的射頻噪聲被接收機系統100接收，這是因為該噪聲意外地耦合到了雙絞線104。射頻噪聲還可叫做射頻幹擾。
變壓器102包括具有與其耦合的雙絞線104的輸入端以及用於提供差分輸出信號(vd)108的輸出端。變壓器102還輸出共模信號(vc)110。最好相對於接地端(底盤接地端)從變壓器102輸入端上的中心抽頭來獲得共模信號(vc)110。此外，還可相對於接地端從一根線104或全部線104來獲得共模信號(vc)110。通常，共模信號(vc)110是基準噪聲信號。
接收機系統100還包括接收差分信號(vd)108和共模信號(vc)110的射頻(RF)消除器112，通過這些輸入，RF消除器112進行操作而從差分信號(vd)108中消除不想要的噪聲分量並輸出結果作為噪聲已消除的差分信號(vf)114。然後，把濾波差分信號(vf)114提供給模擬-數字轉換器(ADC)116。ADC116把輸入的噪聲已消除的差分信號(vf)114轉換成數字噪聲已消除的差分信號(vfD)118。
然後，把數字噪聲已消除的差分信號(vfD)118提供給數位訊號處理器(DSP)120，該處理器也位於接收機系統100中而且也是該系統的一部分。DSP120以常規的方式進行操作來對數字差分濾波信號(vfD)118進行解碼，以恢復原始從發射機系統(未示出)所傳輸的數據122。除了常規的解碼以外，DSP120還產生反饋到RF消除器112的更新控制信號124。更新控制信號124進行操作而使RF消除器112能夠或禁止在雙絞線104上接收數據的過程中控制其噪聲消除特性的更新。最好由用於完成射頻噪聲消除的內部濾波器參數來確定RF消除器112的噪聲消除特性。如以下詳細討論的，為了更好地消除射頻噪聲，最好在接收輸入數據信號時的暫停(「靜止周期」)期間周期性地啟動更新控制信號124來更新其內部濾波參數。通過在這些暫停期間更新內部濾波參數，使得RF消除器112可快速地適應於射頻噪聲中的變化。
圖2是依據本發明第一實施例的RF消除器200的方框圖。RF消除器200是適用於用作圖1中RF消除器112的RF消除器的幾個示例中的一個。
RF消除器200包括減法器202。減法器202接收差分信號(vd)108並輸出噪聲已消除的差分信號(vf)114。減法器202最好是模擬減法器。RF消除器200還包括更新電路204。更新電路204接收噪聲已消除的差分信號(vf)114和更新控制信號124。更新電路204根據更新控制信號124的電平進行操作，以批准或阻止把噪聲已取消的差分信號(vf)114作為反饋信號(vfb)206反饋到自適應濾波器208。自適應濾波器208接收共模信號(vc)110(通常是基準噪聲信號)和反饋信號(vfb)206，並產生估計的噪聲信號(vn)210。然後把估計的噪聲信號(vn)210提供給減法器202。減法器202進行操作而從差分信號(vd)108中減去所估計的噪聲信號(vn)210，以產生噪聲已消除的差分信號(vf)114。
為了有效地操作，圖2所示的RF消除器200需要準確地估計由RF源106所產生的射頻噪聲(幹擾)。通常，不能在數據接收期間估計射頻噪聲，這是因為接收數據時不能準確地估計射頻噪聲。雖然可在數據產生就要開始前估計射頻噪聲，但這也不能適當地進行，因為典型RF源106的本質是其頻率變化相當頻繁(以大約每2分鐘的數量級)，這樣就可能造成噪聲估計缺陷。通常，還有一個問題是要對濾波器產生與射頻噪聲相關以及與所接收的數據信號不相關基準信號。
只有在差分信號(vd)為零時，才可準確地估計射頻噪聲。噪聲消除器200能通過在接收數據的暫停期間周期性地估計射頻噪聲來實現準確地估計射頻噪聲。在這些暫停期間，不接收數據，即差分信號(vd)為零。因而，可在數據傳輸過程(即，在數據傳輸中的暫停期間)中更新射頻噪聲的估計值，從而所估計的噪聲信號(vn)210可緊密地跟蹤由RF源106所產生的射頻噪聲的任何變化。此外，在暫停期間，在短時間內不接收數據信號；因而，可有效地使基準噪聲信號(vc)110與數據信號(以及噪聲已消除的差分信號(vf)114)不相關。在VDSL的情況下，更新控制信號124用於使自適應濾波器208在VDSL傳輸的「靜止周期」(具有大約25μs的短暫持續時間，在DMT(SDMT)期間每秒產生大約4,000次)中適應於現有的射頻噪聲。即使是這樣，仍可相信在此情況下以每秒2,000次的速率進行更新可能就足夠了。
從數學上示出，可在暫停時進行對自適應濾波器208的內部參數的更新。在此數學證據中，自適應濾波器208是一恆定的複數增益w。差分信號(vd)為vd=s+kc·n基準噪聲信號(vc)為vc=kd·s+n這裡s是數據信號，kc和kd是耦合係數，n是射頻噪聲。誤差信號e為e=vd-w·vc=(1-w·kd)·s+(kc-w)·n……………………………(1)從公式1，w的最佳設定值可以是w=kc。誤差信號e是當差分信號(vd)為零時噪聲消除器200的輸出(即，噪聲已消除的差分信號(vf))。w的最小均方差(MMSE)的設定值把誤差信號e的均方值最小化。所有信號的平均值都應為零(無DC分量)，s的方差(能量或能譜密度)為Es，而噪聲n的方差為σ2。則可使用基本微積分來確定w的MMSE設定值為w=kdEs+kc2kd2Es+2]]>它一般不等於kc。於是，相應的MMSE為MMSE=Es2(1-kckd)kd2Es+2]]>雖然通過把均方差最小化以及通過許多公知的適當算法可獲得這些設定值，但鏈路上的傳輸更傾向於w=kc，因而MMSE=Es(1-kckd)。此設定值是在Es=0或在射頻噪聲非常大的情況下產生的。雖然不能保證在每條線路上都有非常大的噪聲而且從傳輸(而非RF消除器)的觀點來看非常大的噪聲本身也是不想要的，但Es=0相應於沒有數據信號，這是一個幾乎不想要的情況。
還示出，如果使用最小均方(LMS)算法在例如VDSL的靜止周期中進行更新，則噪聲消除器200將收斂到w=kc的平均值。即，假設在每個VDSL超級幀(superframe)時以LMS算法對射頻消除器進行一次更新(因而，只使用超級幀內的一個靜止周期)。在時間上將用k來指示此更新瞬時。LMS算法(如J.R.Treichler,C.R.Johnson和M.G.Larimore在「Theory and Design of Adaptive Filters」,JohnWileySons,New York,1987中所述(以下為Treichler等人))為ek=vk-wk·vc.kwk+l=wk+μ·ek·vc.k如果只在靜止周期中進行更新，則它將收斂到w=kc的平均值。
圖3是圖2所示RF消除器200的更新電路204和自適應濾波器208的具體實施例的方框圖。如圖所示，除了減法器(例如，圖2所示的減法器)以外，圖3所示的電路是RF消除器的具體實施例。因而，將把圖3所示的電路描述成為RF消除器300。RF消除器300接收噪聲已消除的差分信號(vf)114、共模信號(vc)110(一般為基準噪聲信號)以及更新控制信號124作為輸入。
把噪聲已消除的差分信號(vf)114提供給模擬-數字轉換器(ADC)302，轉換器302把該信號轉換成數字噪聲已消除的差分信號(根據更新控制信號124的電平而通過或不通過開關304)。開關304的輸出是反饋到實現自適應濾波器的RF消除器300的其餘電路的數字反饋信號306。
把共模信號(vc)110提供給相移器308，相移器308對共模信號(vd)110產生同相(IF)分量(vc-l)312和正交(Q)分量(vc-Q)316。作為一個例子，相移器308可以是引入90°相移而產生正交部分(vc-Q)316的線圈或Hilbert變壓器電路。
RF消除器300還包括第一乘法器318，乘法器318把數字反饋信號306與同相共模信號(vc-Q)312相乘而產生同相信號320。然後，把同相信號320提供給積分器322，積分器322對同相信號320進行積分並輸出同相增益調節信號324。然後，第二乘法器326把同相增益調節信號324與同相共模信號(vc-I)312相乘。第二乘法器326的輸出是同相噪聲信號328。
RF消除器300還包括第三乘法器330。第三乘法器330把數字反饋信號306與正交共模信號(vc-Q)316相乘而產生正交信號322。把正交信號332提供給積分器334，積分器334對正交信號332進行積分並輸出正交增益調節信號336。然後，第四乘法器338把正交增益調節信號336與正交共模信號(vc-Q)316相乘。第四乘法器338的輸出是正交噪聲信號340。
此外，RF消除器300還包括加法器342。加法器342把同相噪聲信號328與正交噪聲信號340相加而產生估計的噪聲信號(vn)210。此外，如上所述，RF消除器300然後從差分信號(vd)108中減去從加法器342輸出的所估計的噪聲信號(vn)210而產生噪聲已消除的差分信號(vf)114。然後，獲得的噪聲已消除的差分信號(vf)114基本上沒有射頻噪聲。
雖然RF消除器300包括一般兩個乘法器326、338，但在使用帶狀延遲線時可能需要更多的乘法器。尤其是，如果使用帶狀延遲線，則將以帶狀延遲線來替換相移器308，且將為每個帶狀延遲線提供電路(先前為每個同相和正交分量所提供的)。
圖3所示的RF消除器300(一般是依據本發明的RF消除器)可用模擬方式來實現、以數字方式來實現或者是這兩者的某種組合。可用具有由自適應濾波器的設定值w來確定的數字編程增益的MDAC(乘法數字-模擬轉換器)來實現乘法器326、338。由於是MDAC，所以一個輸入可以是數字的，而其它輸入可以是模擬的，把兩個輸入相乘的結果也是數字的。由於以數字加法器作為加法器342，所以RF消除器300還可包括加法器342前的低通濾波器以及置於輸入的噪聲已消除的差分信號(vf)114處的抗混淆(antialias)濾波器。
圖4是圖2所示RF消除器200的更新電路204和自適應濾波器208一部分的另一個具體實施例的方框圖。如圖所示，圖4所示的電路能替換圖3所示RF消除器300的ADC302、開關304、乘法器318和積分器322。因而，把圖4所示的電路描述成為RF消除器400。消除器400所需的任何省略電路涉及這個或其它實施例中所述的複製品。
RF消除器400是乘法器326前RF消除器300一側(同相一側)的示例。對於圖4所示的範圍，RF消除器400接收噪聲已消除的差分信號(vf)114、共模信號(vc)110(一般為基準噪聲信號)、更新控制信號124以及時鐘信號(CLK)402。RF消除器400包括由更新控制信號124所控制的開關404。開關404的輸出為空或噪聲已消除的差分信號(vf)114。開關404的輸出為模擬反饋信號406。然後，模擬乘法器408把模擬反饋信號406與共模信號(vc)110相乘而產生模擬同相信號410。電容器411進行操作以濾除或阻擋來自模擬反饋信號406的DC信號。然後，模擬乘法器408把模擬同相信號410向前送到δ-σ模擬-數字轉換器412。δ-σ模擬-數字轉換器412把模擬同相信號410轉換成一位數位訊號413。
δ-σ模擬-數字轉換器412包括加法器/減法器414，加法器/減法器414從模擬乘法器408所提供的模擬同相信號410中減去反饋信號416，從而產生經調節的模擬同相信號418。然後，由模擬積分器420對經調節的模擬同相信號418進行積分而產生經積分的模擬信號422。然後，把經積分的模擬信號422送到一位模擬-數字轉換器(ADC)424，轉換器424輸出數位訊號426。然後，把數位訊號426耦合到觸發器電路428的數據輸入端(D)。觸發器電路428在時鐘端(CLK)接收時鐘信號(CLK)402並使時鐘信號426與數位訊號(CLK)402同步。觸發器428的輸出端(Q)輸出一位數位訊號413。然後，可對一位數位訊號413進行積分，使它相應於同相信號320。然而，RF消除器400最好設有用於除去一位數位訊號413上的任何DC偏移的DC偏移消除器432。
DC偏移消除器432包括加法器/減法器434，加法器/減法器434用於從一位數位訊號413中減去DC偏移信號436而產生經調節的數位訊號438。在本實施例中，經調節的數位訊號438有兩位寬。然後，把經調節的數位訊號438提供給由更新控制信號124所控制的開關440。當開關404通過噪聲已消除的差分信號(vf)114時，開關440使經調節的數位訊號438通過數字積分器442。在本實施例中，數字積分器442用作計數器(例如，12位計數器)，並在給定的周期內對經調節的數位訊號438進行計數而對自適應濾波器208產生參數信息443。換句話說，例如，從數字積分器442輸出的參數信息相應於同相增益調節信號324並將被提供給圖3所示的乘法器326。
另一方面，當開關404不通過噪聲已消除的差分信號(vf)114時，開關440使經調節的數位訊號438通過數字積分器444。在此情況下，開關440正在接收待恢復的數據信號。數字積分器444用作計數器(例如，12位計數器)並在給定的周期內對經調節的數位訊號438進行計數而對DC偏移消除器432產生DC偏移信息。把數字積分器444的DC偏移信息提供給數字速率乘法器446，乘法器446依據時鐘信號402來確定DC偏移信號436的速率。這樣，在數據接收期間，DC偏移消除器432有效地消除任何DC偏移，在更新周期中(不接收數據)，DC偏移消除器432無效的。
從ADC412(以及可能的ADC310、314)輸出的一位數位訊號413足以使用J.R.Treichler等人所述的眾所周知有符號的LMS算法來進行自適應更新，ek=vk-wk·vc.kwk+1=wk+μ·ek·sgn{vc.k}它們更慢地收斂到與LMS相同的設定值。有符號的LMS算法實際上可進行兩次，一次用於同相，另一次用於正交相，兩次都可使用同一誤差信號e。使一位有符號的LMS較慢收斂來替換精度的減小是可以接受的，尤其是用於基於VDSL的SDMT的每秒4000次的更新。必要的額外成本是乘法DAC，它可用作12位DAC以及可編程增益放大器的級聯(與SDMT接收機後級中的10位ADC相比)。
RF消除器通常將產生公知的高本徵值擴展的問題。見J.R.Treichler等人。高本徵值的擴展使收斂變慢並使內部信號處理的動態範圍需求加劇。可使用足夠的精度、洩漏(leakage)(將J.M.Cioffi,「Limited Precision Effects in Adaptive Filtering」,Special Issue of IEEE Transactions on Circuits and Systems on Adaptive Filtering,July1987)或故意把小的白噪聲加到信號vc來消除這個問題。然而，注意，在使用諸如上述的DC偏移消除器432等DC偏移消除器時，洩漏可能是多餘的。
圖5是依據本發明第二實施例的RF消除器500的方框圖。除了在圖5所示的實施例中，RF消除器500主要在數字域中進行操作，以估計射頻噪聲(即，所估計的噪聲信號(vn)210)，然後從差分信號(vd)108中除去所估計的射頻噪聲來產生噪聲已消除的差分信號(vf)114以外，圖5所示的RF消除器500在操作上類似於上述實施例中所討論的RF消除器。然而，為了以在高速數據通信中使用RF消除器的響應方式來產生所估計的射頻噪聲，需要相當數量的信號處理計算能力。
RF消除器500包括減法器502，減法器502接收差分信號(vd)108並從中減去所估計的噪聲信號(vn)210來產生噪聲已消除的差分信號(vf)。然後，把噪聲已消除的差分信號(vf)114送到模擬-數字轉換器(ADC)504，該轉換器504產生數字的噪聲已消除的差分信號(vfF))118。然後，把數字的噪聲已消除的差分信號(vfF)118提供給數位訊號處理器(DSP)506作為反饋信號。RF消除器500還接收共模信號(vs)110(一般為基準噪聲信號)。模擬-數字轉換器(ADC)510把共模信號(vc)110轉換成數字共模信號(vcD)508。然後，把數字共模信號(vcD)508提供給DSP 506。然後DSP506進行以上實施例中所討論的操作(例如，乘法、加法、減法、積分)來產生數字噪聲信號512。然後，模擬-數字轉換器(ADC)514把數字噪聲信號512轉換成估計的噪聲信號(vn)210。
圖6是依據本發明第三實施例的RF消除器600的方框圖。除了減法器502現在成為數字減法器602、模擬-數字轉換器(ADC)在數字減法器602前把差分信號(vd)108轉換成數位訊號以及不需要模擬-數字轉換器(ADC)504、514以外，RF消除器600在設計上類似於圖5所示的RF消除器500。因此，本發明的這個實施例是完全為數字的實施例。應注意，第三實施例中的模擬-數字轉換器(ADC)604需要支持較大的信號範圍(即，更多的位)，這是因為模擬-數字轉換器(ADC)604把射頻噪聲(以及差分信號(vd)108)轉換成數字形式。
本發明的任何不同實施例也可使用上述DC偏移消除器。例如相對於圖5和6,DSP506也可進行DC偏移消除器的上述操作。
具體來說，射頻消除在理論上可消除象業餘無線電信號等任何數目的射頻噪聲，只要它們具有不同的頻率。一般，RF消除器是一種串音消除器，雖然在任何給定的頻率處只能明顯地消除主導串音者的信號，但它仍可減少串音噪聲電平。
實施例可從只能減少一個無線電信號的電平的非常簡單的消除器變為可消除許多無線電噪聲幹擾的複雜的消除器。
RF消除器的一些複雜性低的實施例可集中在RF幹擾的頻率上。如果耦合係數kc是頻率的函數，即kc=kc(f)，則w≡kc(frf)，這裡frf近似於射頻噪聲的中心頻率。在沒有射頻噪聲的其它頻率處，消除器可引起其它噪聲的某些信號退化和/或增強。有限長度的自適應數字濾波器不會表現出這個問題，這是因為w不是固定的複數常數，而是一個完整的濾波器響應。然而，避免全濾波器的低複雜性的實施例是吸引人的或者是所需的。
此外，雖然上述實施例非常適用於雙絞電話線上的數據傳輸，但本發明不限於使用雙絞電話線。例如，可在同軸電纜上進行數據傳輸的情況下使用本發明，在此情況下，中心導體攜帶數據信號且屏蔽(相對於地)用作噪聲基準信號。
本發明的一個優點是對幹擾射頻噪聲的估計不但非常準確而且是自適應的，這是因為在數據傳輸期間(但在短暫的時間周期中實際上不傳輸數據)以預定的次數更新估計值。本發明的另一個優點在於，在接收機的前端除去射頻噪聲。因而，射頻噪聲可在飽和接收機內的模擬-數字轉換器前被除去。本發明尤其適用於諸如VDSL和ADSL等高速數據傳輸，在這些高速數據傳輸中，由業餘無線電或其它源(例如，橋接抽頭、串音)所產生的射頻噪聲基本上使所傳輸的數據信號退化。
這裡引入John A.C.Bingham和Po Tong於1995年7月11日普通轉讓的美國專利申請08/501,250作為參考。此外，這裡引入Cioffi等人的「Analog RFCancelation with SDMT」,American National Standards Institute(ANSI)TlE1.4/96-084 submission,April 22,1996一文作為參考。
從以上描述將使本發明的許多特徵和優點變得明顯起來，這樣所附的權利要求書試圖覆蓋本發明所有的這些特徵和優點。此外，由於各種修改對本領域內的技術人員來說是明顯的，所以不想把本發明限制於所示和所述的具體結構以及操作。因此，可認為所有適當的修改和等價物落在本發明的範圍內。
權利要求
1．一種用於在產生第二信號時從第一信號中除去射頻噪聲的射頻噪聲消除器，其特徵在於所述射頻噪聲消除器包括自適應濾波器，用於根據濾波器參數濾除基準噪聲信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從第一信號中減去噪聲消除信號來產生第二信號；以及更新電路，用於根據現有的第二信號以預定的次數來修改所述自適應濾波器的參數。
2．如權利要求1所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於在數據通信系統中使用所述射頻噪聲消除器，以及以大於大約500次/秒的速率周期性地產生預定次數。
3．如權利要求1所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於由數據傳輸來產生第一信號，以及在數據傳輸的靜止周期中產生預定次數。
4．如權利要求3所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於靜止周期散布於第一信號的各部分之間。
5．如權利要求4所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於所述自適應濾波器把基準噪聲信號與一因子相乘來確定噪聲消除信號的至少一個分量，由基準噪聲信號與第二信號的積分乘積來確定該因子。
6．如權利要求4所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於在雙絞線上接收第一信號。
7．如權利要求4所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於所述射頻噪聲消除器還包括DC偏移消除器，用於消除與第一信號有關的DC偏移。
8．如權利要求4所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於在數據傳輸期間，所述DC偏移消除器通過基準噪聲信號與第一信號的積分乘積來確定DC偏移消除信號的速率。
9．如權利要求8所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於在接收到第一數據信號的各部分時的數據傳輸期間但不在靜止周期中確定DC偏移消除信號。
10．如權利要求4所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於用數位訊號處理器至少實現所述自適應濾波器。
11．如權利要求1所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於以時分雙路復用的方式來接收第一信號，以及在切換數據傳輸方向時產生預定的次數。
12．如權利要求1所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於第一信號具有帶SDMT的VDSL或ADSL格式且在雙絞線上被接收，以及在與切換數據傳輸方向同時的靜止周期中產生預定次數。
13．一種用於數據通信的接收機，其特徵在於包括變壓器，具有耦合到傳輸媒體的至少一個輸入端、用於輸出差分信號的輸出端和用於輸出基準噪聲信號的基準端子；耦合到所述變壓器以接收差分信號和基準噪聲信號的射頻噪聲消除器，所述射頻噪聲消除器從差分信號中消除確定的射頻噪聲來產生噪聲已消除的差分信號，所述射頻噪聲消除器至少包括自適應濾波器，用於根據濾波器參數濾除基準噪聲信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從差分信號中減去噪聲消除信號來產生噪聲已消除的差分信號，以及更新電路，用於根據現有的噪聲已消除的差分信號以預定的次數來修改所述自適應濾波器的參數；以及處理電路，用於對噪聲已消除的差分信號進行解碼來獲得數據。
14．如權利要求13所述的接收機，其特徵在於基準噪聲信號是來自所述變壓器的共模信號。
15．如權利要求14所述的接收機，其特徵在於傳輸媒體是雙絞電話線，以及所述變壓器具有分別耦合到雙絞電話線的第一和第二輸入端。
16．如權利要求15所述的接收機，其特徵在於從所述變壓器輸入一側的中心抽頭中獲得共模信號。
17．如權利要求13所述的接收機，其特徵在於周期性地產生預定次數，在預定次數期間，不在傳輸媒體上傳輸數據。
18．如權利要求17所述的接收機，其特徵在於在靜止周期中產生預定次數，靜止周期散布於在傳輸媒體上所傳輸的數據塊的各部分之間。
19．如權利要求17所述的接收機，其特徵在於所述自適應濾波器把基準噪聲信號與一因子相乘來確定噪聲消除信號的至少一個分量，由基準噪聲信號與差分信號的積分乘積來確定該因子。
20．如權利要求17所述的接收機，其特徵在於所述射頻噪聲消除器還包括DC偏移消除器，用於消除與差分信號有關的DC偏移。
21．如權利要求20所述的接收機，其特徵在於在數據傳輸期間，所述DC偏移消除器通過基準噪聲信號與差分信號的積分乘積來確定DC偏移消除噪聲的速率。
22．如權利要求21所述的接收機，其特徵在於在所述變壓器輸出差分信號的各部分的數據傳輸期間但不在靜止周期中確定DC偏移消除信號。
23．如權利要求17所述的接收機，其特徵在於從在傳輸媒體上接收到的第一和第二信號中形成差分信號，以時分雙路復用的方式來接收第一和第二信號，以及在切換數據傳輸方向時產生預定的次數。
24．如權利要求13所述的射頻噪聲消除器，其特徵在於所述自適應濾波器至少包括第一乘法器，用於把基準噪聲信號與一因子相乘來確定噪聲消除信號的至少一個分量；第二乘法器，用於把差分信號與基準噪聲信號相乘來產生乘積信號；以及積分器，用於對乘積信號進行積分來確定該因子。
25．在使用時分多路復用數據傳輸的同步DMT系統中的一種接收機設備，在所述系統中所有信道的數據傳輸方向周期性地切換，且在每個方向變化之間存在沿任一方向都不傳輸數據的靜止周期，其特徵在於所述接收機設備包括變壓器，具有耦合到傳輸媒體的至少一個輸入端、用於輸出差分信號的輸出端和用於輸出共模信號的共模端子；耦合到所述變壓器以接收差分信號和共模信號的射頻噪聲消除器，所述射頻噪聲消除器用於從差分信號中消除某種射頻噪聲來產生噪聲已消除的差分信號，所述射頻噪聲消除器至少包括自適應濾波器，用於依據濾波器參數濾除共模信號來產生噪聲消除信號；減法器，用於從差分信號中減去噪聲消除信號來產生噪聲已消除的差分信號，以及更新電路，用於在一些或所有的靜止周期中根據現有的噪聲已消除的差分信號來更新所述自適應濾波器的參數；以及處理電路，用於對噪聲已消除的差分信號進行解碼來獲得數據。
26．如權利要求25所述的接收機設備，其特徵在於傳輸媒體是雙絞電話線。
27．如權利要求26所述的接收機設備，其特徵在於由其頻率頻繁變化的射頻噪聲源來產生由所述射頻噪聲消除器所消除的某種射頻噪聲，以及所述更新電路對濾波器參數所作的更新具有足夠的頻率，從而所述自適應濾波器響應地適用於射頻噪聲源頻率的任何變化。
28．如權利要求27所述的接收機設備，其特徵在於所述自適應濾波器包括同相電路，所述同相電路至少包括第一乘法器，用於把共模信號與同相因子相乘來確定噪聲消除信號的同相分量，第二乘法器，用於把差分信號與共模信號相乘來產生同相信號，以及第一積分器，用於對同相信號進行積分來確定同相因子；正交相電路，所述正交相電路至少包括相移器，用於從共模信號中產生正交相共模信號；第三乘法器，用於把正交相共模信號與正交相因子相乘來確定噪聲消除信號的正交相分量，第四乘法器，用於把差分信號與正交相共模信號相乘來產生正交相信號，以及第二積分器，用於對正交信號進行積分來確定正交因子；以及加法器，用於把同相分量與正交相分量相加來獲得噪聲消除信號。
29．如權利要求28所述的接收機設備，其特徵在於所述接收機設備還包括用於消除與差分信號有關的DC偏移的DC偏移消除器，所述DC偏移消除器至少包括減法器，用於從同相信號和/或正交信號中減去DC偏移消除信號以產生經調節的數位訊號；第三積分器，用於在非靜止周期中對經調節的數位訊號進行積分來產生DC偏移信息；以及速率乘法器，用於根據DC偏移信息來確定DC偏移消除信號。
30．如權利要求27所述的接收機設備，其特徵在於由數位訊號處理器來實現所述自適應濾波器。
31．一種用於消除由射頻源所引起的射頻幹擾的方法，所述射頻源通過耦合到傳輸媒體而不合需要地幹擾了在傳輸媒體上傳輸的數據的接收，其特徵在於所述方法包括(a)接收差分數據信號和基準噪聲信號；(b)產生所估計的噪聲信號；(c)從差分數據信號中減去所估計的噪聲信號來產生噪聲已消除的差分數據信號，該噪聲已消除的差分數據信號中的射頻幹擾已被基本上除去；以及(d)在數據傳輸中的靜止周期中更新所估計的噪聲信號的估計值。
32．如權利要求31所述的方法，其特徵在於所述更新(d)在靜止周期中根據基準噪聲信號和噪聲已消除的差分輸出來更新所估計的噪聲信號。
33．如權利要求32所述的方法，其特徵在於在靜止周期中，差分數據信號主要由射頻幹擾構成，以及在除靜止周期以外的數據傳輸中，差分數據信號由數據和射頻噪聲構成。
34．如權利要求31所述的方法，其特徵在於所述方法還包括(e)依據DC偏移估計值從噪聲已消除的差分信號中除去DC偏移，以及在除靜止周期以外的數據傳輸中更新DC偏移估計值。
全文摘要
揭示了一種用於高速數據通信的接收機或接收機系統,該系統具有射頻噪聲消除器(112)。射頻噪聲消除器(112)通過在數據傳輸期間自適應地估計射頻噪聲來從傳輸媒體上接收到的信號中除去射頻噪聲。在一個實施例中,射頻噪聲消除器包括:自適應濾波器(208),用於根據濾波器參數濾除基準噪聲信號來產生噪聲消除信號;減法器(202),用於從第一信號中減去噪聲消除信號來產生第二信號;以及更新電路(204),用於根據現有的第二信號以預定的次數來修改所述自適應濾波器的參數。還揭示了用於除去射頻噪聲的方法。
文檔編號H04B1/10GK1222269SQ97195619
公開日1999年7月7日 申請日期1997年4月17日 優先權日1996年4月19日
發明者J·M·喬菲, M·P·馬洛裡, J·A·賓厄姆 申請人:阿馬提通信有限公司