自適應射頻數字預失真線性化方法及其電路的製作方法
2023-05-06 17:04:16
專利名稱：自適應射頻數字預失真線性化方法及其電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及移動通訊中發射基站所用的功率放大器線性化技術，具體是一種自適應射頻數字預失真線性化方法及其電路裝置。
隨著全球通訊業務的發展，通訊頻譜資源變得越來越擁擠。為了更加有效地利用頻譜資源，許多通信系統都採用頻譜利用率較高的調製方式，例如QPSK、8PSK等等。這些調製方式不僅對載波的相位進行調製，同時也調製了載波的幅度，因此這些調製方式會產生有較大的峰平比的非恆包絡調製信號。而對於GMSK這樣的恆包絡調製，如果使用了多載波技術，利用信號組合器將多個載波的信號組合成一個寬帶信號，也會產生較大的包絡起伏。較大的峰平比對射頻發射機的放大器提出了很高的線性要求。這是因為功率放大器在大信號下具有不可避免的的非線性特性，會產生嚴重的互調分量及頻譜洩漏，帶來信號間的相互幹擾，影響通訊的質量及降低通訊系統的容量。
目前解決線性度的問題多採用以下兩種方法第一種方法是將整個發射通道進行功率回退，使發射通道工作在線性區，這種方法大大降低了系統的工作效率，增加了基站設備的成本；第二種方法是採用線性化技術，即採用適當的外圍電路，對發信通道的非線性特性進行校正，從而在電路整體上呈現對輸入信號的線性放大效果，這種方法避開了難度很大的器件製造技術，採用成本相對較低的器件，不但形式多樣，而且器件的選擇也較靈活，是目前最適合的方法。
前饋和預失真是兩種最有效的線性化方法。前饋(Feed-Forward)方法具有線性改善度高的特點，但也存在結構複雜等缺點。預失真技術具有體積小、效率高及可靠性高的特點。由於放大器的非線性，多載波信號經過放大器後，會產生有害的交調分量IMD(Intermodulation Distortion)。在圖1所示射頻包絡自適應預失真原理示意圖中，功率放大器112是待改善線性的放大器，它在放大信號的同時產生有害的交調分量113。預失真的工作原理如下上支路為主通路，輸入信號100分別經過耦合器106，延遲線108和矢量衰減器(AF)110後送給功率放大器112。矢量衰減器既可以改變信號的幅度，又可以改變信號的相位。耦合器106的作用是耦合一部分功率進行包絡檢波(ENV)109，並送給工作函數發生器(WFG)119生成預失真多項式補償函數。延遲線108是為了補償工作函數發生器119的時間延遲。矢量衰減器110在工作函數發生器119的控制下預先產生交調分量111，該交調分量111與功率放大器的交調113大小相等方向相反，相加的結果使得功率放大器的有害交調113被部分抵消(如圖1所示的114)，達到改善功率放大器線性的目的。由於交調111是在功率放大器112之前預先產生的，因此稱這種線性化方法為預失真(Pre-Distortion，簡稱PD)。當然由於各種非理想因素幹擾，功率放大器的交調不可能被完全抵消，通常預失真的改善度在10dB左右。
耦合器115耦合一部分功率經過反饋通道118和交調解調126送入DSP模塊122以獲得線性改善效果信息，通過算法輸出控制參量124到工作函數發生器119，以便獲得適當的控制電壓VAac和Vfac。
這種在射頻頻段實現預失真的優點是(一)、十分適合於處理多載波信號輸入。這一優點是基於兩個方面的原因，一是由於信號的包絡是直接在射頻通過包絡檢波獲得，因此不用加任何的時延調整就可以得到真實的包絡信號。這在基帶處理就比較麻煩，以為在基帶是通過包絡的I/Q平方和來獲得包絡信息。對於不同的載波由於在調製時之間的時延不一樣，因此須要對每一個實際的電路進行調整。二是由於在射頻頻段不用對載波進行混頻和濾波，因此整個射頻通道的幅度和相位特性相比於發射中頻通道可以做到很平坦，為獲得好的抵消奠定了基礎。(二)、由於交調檢測模塊126可以和預失真做在一起，因此使基站設計模塊化，簡化了基站設計。
但這種在射頻頻段實現預失真方案也存在一定缺點一、工作函數WFG用模擬電路實現，因此受器件性能影響比較大，時延匹配比較困難。在圖2所示工作函數發生器(WFG)中，130為檢波輸入的包絡，132為模擬乘法器，134為模擬加法器，136為低通濾波器，138為輸出運放。G1～G3、P1～P3分別來自圖1中數位訊號處理器(DSP)122的輸出。如圖所示為了保證每一路的輸出時延相等，且每一路的時延都和圖1中的時延108匹配，調試是比較繁瑣的。二、當系統的調幅和調相特性比較複雜時，預失真改善有限，通常只能達到10dB左右。
基帶預失真是另一種有效的線性化方法。圖3為自適應數字預失真系統的典型結構框圖。由圖3可見，預失真系統的核心主要由數字及模擬兩部分組成。數字部分200包括數字預失真器203、包絡合成單元201/202/205/206/207/209、誤差檢測220及自適應算法224。模擬部分調製解調212及218，發送通道214及反饋通道216。其中，Vm(k)為輸入信號，Vd(k)為經過預失真處理後的信號，Vf(k)為反饋信號，而ε則是自適應算法所需的誤差信號(注本文中出現的Vm(k)、Vd(k)、Vf(k)指的都是復包絡)。
其工作過程如下輸入信號Vm(k)經過數字預失真器203產生預失真信號Vd(k)，經過數字模擬變換208/210，正交調製器212後送入發射通道214。Vd(k)與發射通道功率放大器產生的的非線性分量進行抵消，從而達到改善發射通道線性的目的。為了產生適當的非線性分量Vd(k)，需要獲得各個信號的包絡如201、202。為了保證合成包絡209與送到發送通道214的信號包絡具有形態上的相似性，各個包絡信號需經過適當的延時調整205～207。通過包絡信號就可以控制預失真器203產生預失真信號。為了消除溫度、器件老化等因素的影響。引入反饋通道216、正交解調218獲得反映發射通道線性度狀態的信息Vf(k)。通過誤差信號檢測220獲得誤差偏移量ε，自適應算法224根據誤差偏移量ε對203進行調整，直到誤差信號ε小到滿足要求。
在基帶實現預失真的優點是一、預失真的實現在數字域上完成，因此預失真部分的硬體結構簡單，對比圖2可以看出其比射頻預失真優越之處。二、由於使用了查表方式，可以更加精確地產生和控制預失真信號Vd(k)，增大了發送通道線性度改善度，通常可做到15～18dB的改善。這也是比射頻預失真優越之處。
這種在基帶實現預失真的缺點是(一)、在多載波情況下由於對不同的載波208與210的正交調製212的時延不同，因此須要調整i、j、k路的時延匹配(205，206，207)，造成系統複雜度提高。而這種情況在射頻預失真中不存在。(二)、由於基帶預失真涉及通訊製造商的設備的基帶部分，因此在預失真的嵌入上必然互相影響，不可避免造成一些麻煩。例如目前的基帶預失真中，因為器件速率限制，多載波條件下正交調製需在模擬域中實現，因此通訊設備商的基帶部分就必須做相應修改。造成使用基帶預失真的基站和使用射頻線性功放的基站兼容困難。(三)、為了把基帶的預失真信號傳給發射通道中的末級功率放大器，基帶預失真的發射通道的帶寬是正常的三倍。對寬帶多載波的情況，發射通道將變得更寬。例如，在兩載波WCDMA信號將佔10MHz帶寬，因此發射通道大約需25MHz左右帶寬。發射通道濾波器的群延時特性如圖4所示，由圖4可見，通道的頻帶寬度 f2是通道內可用部分 f1的3～5倍，因此造成發射通道十分寬，從而帶來雜波抑制的複雜和困難。(四)、基帶預失真和前饋無法進行級聯，二者互為排斥，這樣將在很大程度限制基帶預失真的使用，相比之下射頻預失真不存在這種情況。
綜上所述，上述射頻預失真和基帶預失真兩種常用方案存在以下不足。射頻預失真方案的工作函數WFG採用模擬電路實現，因此受器件性能影響比較大，時延匹配比較困難；當系統的調幅和調相特性比較複雜時，預失真改善有限，通常只能達到10dB左右。
基帶預失真方案用於多載波情況時，實現受方案限制，複雜度高；對通訊設備製造商的幹預比較大，不利於模塊化設計；基帶預失真無法和前饋進行級聯。
本發明的目的在於克服現有技術的上述不足，提供一種自適應射頻數字預失真線性化方法及其射頻數字預失真線性化電路。
本發明提出的自適應射頻數字預失真線性化方法，包括如下步驟a、寬帶多載波輸入信號Vm(k)經過由數字預失真調節裝置300控制的模擬預失真器310產生預失真信號Vd(k)；b、預失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312與功率放大器312產生的非線性分量進行抵消；其中，所述模擬預失真器310產生預失真信號Vd(k)是根據包絡信號和反映發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)之間的誤差偏移量ε來控制的，其控制步驟如下(1)、將部分輸入信號Vm(k)耦合至包絡檢波器309獲得輸入信號的包絡信號，再經過模數轉換器304變換為數字包絡信號並延時處理；(2)、通過由耦合器315、反饋通道316和交調解調318構成的反饋支路獲得發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)；(3)、誤差信號檢測電路320將所述延時後的數字包絡信號和數字反饋信號Vf(k)進行處理，產生自適應算法所需的誤差偏移量ε；(4)、自適應算法模塊324根據所述誤差偏移量ε對模擬預失真器310進行調整，直到誤差偏移量ε減小到設定值。
實現本發明方法的自適應射頻數字預失真線性化電路，包括功率放大器312，連接於功放312輸入端的預失真器310，通過耦合器306獲得部分輸入信號的包絡檢波器309；接於功放312輸出端的由耦合器315、反饋通道316和交調解調318串聯的反饋支路；其還包括一個數字預失真調節裝置300，該裝置的輸出連接於預失真器310的控制端，一個輸入端接於包絡檢波器309的輸出，另一個輸入端接於交調解調318的輸出，根據包絡檢波器309輸出的包絡信號和反應發射通道線性度的反饋信號調節預失真器310產生要求的預失真信號Vd(k)。該預失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312，與發射通道功率放大器產生的非線性分量進行抵消，從而達到改善發射通道線性之目的。
本發明與現有技術比較其優點如下包檢波仍然採用了射頻預失真的電路，這樣就可以直接獲得多載波的包絡而避免基帶預失真中調整時延的麻煩；又由於時延的調整在數字域實現，十分適合寬帶多載波情況。而射頻預失真中複雜的WFG電路(圖2)則由數字電路替代，使電路大為簡化。同時，由於採用了查表方式，因此線性優化的精度可以更高。
由於預失真直接在射頻進行處理，避免了基帶預失真對通訊廠商的過度幹預，便於模塊化設計。例如圖3中正交調製可以依舊在基帶進行而無須改為模擬調製方式。
當要求比較高時，射頻數字預失真所組成的放大器仍然可以和前饋進行級聯，以獲得更好的線性度。
本發明的
如下圖1為傳統的射頻包絡自適應預失真線形化原理框圖；圖2為圖1的工作函數發生器(WFG)電路結構圖；圖3為傳統的自適應數字預失真電路線形化典型結構框圖；圖4為發射通道群延時的示意圖；圖5為本發明的射頻數字預失真線形化電路原理框圖。
如圖5所示，本發明提出的預失真線形化電路的由數字及模擬兩部分組成。數字部分300包括模數轉換器304、時延305、模數轉換器319、誤差檢測320及自適應算法模塊324。模擬部分包括耦合器306及315，包絡檢波器(309)、預失真器310、交調解調318、功率放大器312及反饋通道316。接於功放312輸出端的由耦合器315、反饋通道316和交調解調318串聯構成反饋支路。其中數字預失真調節裝置300由模數轉換器304、誤差信號檢測電路320、自適應算法模塊324、時延305及模數轉換器319組成；誤差信號檢測320的一個輸入端依次連接時延電路305和模數轉換器304，另一輸入端接模數轉換器319，它的輸出誤差偏移量ε通過自適應算法324處理後產生調節信號。圖示的Vm(k)為輸入信號，Vd(k)為經過預失真處理後的信號，Vf(k)為反饋信號，而ε則是自適應算法所需的誤差偏移量。電路工作過程如下寬帶多載波輸入信號Vm(k)輸入模擬預失真器310，由數字預失真調節裝置300控制模擬預失真器310產生預失真信號Vd(k)。將預失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312與功放312產生的非線性分量進行抵消。
其中，所述模擬預失真器310產生預失真信號Vd(k)是根據包絡信號和反映發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)之間的誤差偏移量ε來控制的，其控制步驟如下(1)、將部分輸入信號Vm(k)耦合至包絡檢波器309獲得輸入信號的包絡信號，再經過模數轉換器304變換為數字包絡信號並延時處理；(2)、通過由耦合器315、反饋通道316和交調解調318構成的反饋支路獲得發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)；(3)、誤差信號檢測電路320將所述延時後的數字包絡信號和數字反饋信號Vf(k)進行處理，產生自適應算法所需的誤差偏移量ε；(4)、自適應算法模塊324根據所述誤差偏移量ε對模擬預失真器310進行調整，直到誤差偏移量ε減小到設定值。
本發明採用模擬預失真器310產生預失真信號Vd(k)。由於模擬預失真器結構簡單，因此相對圖3的數字預失真器並無複雜之處。相反由於減少了圖3中對發射通道的複雜要求。將預失真分量Vd(k)直接送入功率放大器312，與發射通道功率放大器產生的的非線性分量進行抵消，從而達到改善發射通道線性的目的。
為了產生適當的非線性分量Vd(k)，通過耦合器306耦合一部分信號給包絡檢波器309獲得信號的包絡信號，且該包絡信號與送入功放312的包絡具有嚴格的相似性，並且在數字域對包絡進行時延305十分方便。這樣就繼承了圖1的優點而避免了圖1中模擬的時延調整108和圖3中相對時延調整205/206/207的諸多不便。
由於經過模數轉換器304後將包絡信號變成了數位訊號，因此可以消除圖1和圖2中使用模擬器件實現WFG函數的複雜性，繼承了圖3數位化處理簡單靈活精度高的特點。為了消除溫度、器件老化等因素的影響。引入反饋通道316、正交解調318獲得反映發射通道線性度狀態的Vf(k)信息。通過誤差信號檢測320獲得誤差偏移量ε，根據自適應算法模塊324重新對310進行調整，直到誤差偏移量ε小到滿足要求。
預失真器310則依然選用射頻預失真的方案，由於直接在射頻完成，因此省去了圖3中模擬正交調製和對發射通道214的複雜要求，釋放了對通訊設備供應商在基站設計上的束縛。同時由於反饋通道316與預失真數字部分緊密連接，可以直接做到一塊電路板上，因此便於基站模塊化設計和保持基站設計的靈活性。
表(1)為四種預失真方案性能對比情況，可見本發明射頻數字預失真方案具有較好的特性，它綜合了射頻預失真和基帶預失真的優點，避免了兩者的不足，是一種很有競爭力的預失真方案。
表(1)
權利要求
1.一種自適應射頻數字預失真線性化方法，包括如下步驟a、寬帶多載波輸入信號Vm(k)經過由數字預失真調節裝置(300)控制的模擬預失真器(310)產生預失真信號Vd(k)；b、預失真分量Vd(k)直接送入功率放大器(312)與功率放大器(312)產生的非線性分量進行抵消；其中所述模擬預失真器(310)產生預失真信號Vd(k)是根據包絡信號和反映發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)之間的誤差偏移量ε來控制的，其控制步驟如下(1)、將部分輸入信號Vm(k)耦合至包絡檢波器(309)獲得輸入信號的包絡信號，再經過模擬數字轉換器(304)變換為數字包絡信號並延時處理；(2)、通過由耦合器(315)、反饋通道(316)和交調解調(318)構成的反饋支路獲得發射通道線性度的數字反饋信號Vf(k)；(3)、誤差信號檢測電路(320)將所述延時後的數字包絡信號和數字反饋信號Vf(k)進行處理，產生自適應算法所需的誤差偏移量ε；(4)、自適應算法模塊(324)根據所述誤差偏移量ε對模擬預失真器(310)進行調整，直到誤差偏移量ε減小到設定值。
2.一種自適應射頻數字預失真線性化電路，包括功率放大器(312)，連接於功放(312)輸入端的預失真器(310)，通過耦合器(306)獲得部分輸入信號的包絡檢波器(309)；接於功放(312)輸出端的由耦合器(315)、反饋通道(316)和交調解調(318)串聯的反饋支路；其特徵在於還包括一個數字預失真調節裝置(300)，該裝置的輸出連接於預失真器(310)的控制端，一個輸入端接於包絡檢波器(309)的輸出，另一個輸入端接於交調解調(318)的輸出，根據包絡檢波器(309)輸出的包絡信號和反映發射通道線性度的反饋信號調節預失真器(310)產生要求的預失真信號Vd(k)。
3.根據權利要求2所述自適應射頻數字預失真線性化電路，其特徵在於所述數字預失真調節裝置(300)由模數轉換器(304)、誤差信號檢測電路(320)、自適應算法模塊(324)、時延(305)及模數轉換器(319)組成；誤差信號檢測電路(320)的一個輸入端依次連接時延電路(305)和模數轉換器(304)，另一個輸入端接模數轉換器(319)，它的輸出誤差偏移量ε通過自適應算法模塊(324)處理產生調節信號。
全文摘要
一種自適應射頻數字預失真線性化方法及其電路,包括:功放、預失真器、包絡檢波器、反饋通道及數字預失真調節裝置,該裝置根據輸入包絡信號和反饋信號調節預失真器產生要求的預失真信號,將預失真分量直接送入功放,與功放產生的非線性分量進行抵消,從而達到改善發射通道線性之目的。採用射頻預失真電路可直接獲得多載波的包絡,採用數字預失真調節裝置,電路簡化,時延的調整在數字域實現,寬帶多載波特性好,可和前饋進行級聯,以獲得更好的線性度。
文檔編號H04L27/34GK1384602SQ0111797
公開日2002年12月11日 申請日期2001年5月8日 優先權日2001年5月8日
發明者李亞銳 申請人:華為技術有限公司