一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法

2023-05-22 08:49:26

專利名稱：：一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法
技術領域：
：本發明涉及一種信道估計方法，尤其是涉及一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法。
背景技術：
：超寬帶(UWB，UltraWideBand)技術作為一種極具潛力的高速、近距離的無線個人通信技術，近年來在學術界和工業界都引起極大的關注，成為目前無線通信領域研究和開發的熱點。超寬帶技術結合多帶正交頻分復用(MB-OFDM，Multi-BandOrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing)技術構成多帶正交頻分復用超寬帶(MB-OFDMUWB)技術，它能夠有效地對抗多徑衰落和各種窄帶幹擾以及對頻譜資源的靈活利用等特點，成為超寬帶技術主流實現方案之一。多帶正交頻分復用超寬帶技術的應用前景非常誘人，如在高速無線個域網、無線以太接口鏈路、智能無線區域網、戶外對等網絡以及傳感、定位和識別網絡等眾多領域都有著廣泛的應用，尤其是在數字家庭電子類產品領域的應用。目前，眾多公司都選擇無線家庭電子類產品的應用作為多帶正交頻分復用超寬帶技術的突破口。多帶正交頻分復用超寬帶系統要獲得理想的性能，就必需採用相干檢測、解調、均衡等技術，這些技術都需要利用信道的信息，因此準確的信道估計信息對於確保多帶正交頻分復用超寬帶通信環境中可靠的數據傳輸起著至關重要的作用。由於超寬帶信號所佔帶寬大、信號持續時間短、傳輸速率高，這就對信道估計技術提出了估計精度高、計算複雜度低的要求。因此，在多帶正交頻分復用超寬帶系統中如何進行快速有效的信道估計是目前多帶正交頻分復用超寬帶技術所面臨的一大挑戰。多帶正交頻分復用超寬帶系統，大都採用了頻域導頻頻域信道估計的方法，即在頻域插入導頻，並在頻域進行信道估計。這類信道估計方法包括以下步驟首先，在發送端頻域的適當位置插入導頻，在接收端利用導頻數據通過相應的信道估計準則得到導頻位置的信道信息^V(w,A:);然後經過內插器，利用內插的方式對^^"^在整個頻域內進行內插，以便得到整個信道估計值A(",W;最後將信道估計值和接收數據送入均衡器，就可以對接收數據均衡得到原始發送數據的估計值。目前，針對上述導頻位置的信道信息通常是基於最小二乘(LS，LeastSquares)準則或者最小均方誤差(MMSE，MinimumMeanSquareError)準則得到的。其中，基於最小二乘準則的頻域導頻頻域信道估計方法計算過程簡單且容易實現，但該方法沒有考慮到噪聲的影響，從而導致信道估計的精度不高。基於最小均方誤差準則的頻域導頻頻域信道估計方法由於利用了信道的頻域自相關特性，所以可以獲得很好的性能，但該方法的估計過程中涉及到矩陣求逆，增加了該方法的計算複雜度，導致該方法可實施性差。綜上所述，現有的一些頻域導頻頻域信道估計方法，存在計算複雜度高，很難用於實際，且因非導頻位置的信道特性需要用到內插的方式，導致計算精度不高等問題。目前的時域信道估計方法主要有基於離散傅立葉(DFT，DiscreteFourierTransform)濾波法和最大似然準則(ML，MaximumLikelihood)的估計方法，這兩類方法可在一定程度上減小信道估計的均方誤差值，但缺點是信道長度(或信道的有限時延擴展)信息需要在信道估計前被準確獲得，從而增加了信道估計過程的持續時間和計算複雜度，使得這兩類方法在實際應用中受到限制。BoweiSong等人提出了一種基於m序列的時域信道估計方法，應用該方法的多帶正交頻分復用超寬帶系統的工作流程如圖1所示。在發送端，輸入的數據信號經正交相移調製(QPSK，QuadraturePhaseShiftKeying)得到調製信號，調製信號通過串並轉換、傅立葉逆變換(IFFT，InverseFastFourierTransform)和並串轉換處理後形成多個OFDM符號，每隔固定數量的OFDM符號，插入一個長度為^的m序列s作為時域信道估計的訓練序列，並根據信道特性的好壞添加長度為鬥的循環前綴(CP，CyclicPrefix),並假定多帶正交頻分復用超寬帶系統是同步的，附加循環前綴後得到的訓練序列和輸入的數據信號一起經載波調製處理後通過超寬帶信道進行傳輸；在接收端，首先去掉接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的訓練序列中的循環前綴，然後將去掉循環前綴的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的訓練序列f與m序列s循環右移M立後的m序列？作C(/》(1"》夢、(A:K(A:)相關運算，P^，其中，yt=0，l,...,i:p+￡c-l，h表示由信=5J、CP(/，_/)+(1/4)S"(AK道的各個多徑的係數構成的矩陣向量，h-[^,、…^w:T，為信道的第7個多徑係數，h應滿足條件{~=0|￡^7《4-1}，丄為信道的階數，Cp(/，刀是m序列s循環右移/位後的m序列—和循環右移/位後的m序列？的歸一化自相關係數，第二項是高斯白噪聲序列"與m序列s歸一化互相關係數，"為高斯白噪聲，n("為第A:時刻的高斯白formulaseeoriginaldocumentpage7噪聲。噪聲的幅度被壓縮成原來的l/i^倍，即(1/丄》l;"(A:y(A:)。這樣可以將么近似成C-Cph，其中Cp是m序列s的自相關矩陣，formulaseeoriginaldocumentpage7插入m序列s的長度為^，則自相關矩陣Cp在一個周期內的歸一化自相關函數滿足formulaseeoriginaldocumentpage7由此利用m序列的自相關特性得到信道的衝激響應估計值S-C;C。該方法巧妙的利用了m序列的自相關特性獲得信道衝激響應的估計值，其估計精度很高，並且還能夠根據多帶正交頻分復用超寬帶通信系統傳輸速率的需要靈活調整訓練序列的開銷，以取得估計精度和開銷的折中。但從ii-c-;c可知，要想得到信道衝激響應，矩陣Cp的求逆運算是必不可少的，然而自相關矩陣formulaseeoriginaldocumentpage7是一個；階方陣，如果需要對其進行求逆，其計算複雜度很高(計算複雜度為o(Z》)，高計算複雜度給這種方法的應用帶來了很大的障礙。
發明內容本發明所要解決的技術問題是針對現有技術存在的不足，提供一種低計算複雜度的適用於多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法。本發明解決上述技術問題所採用的技術方案為一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，包括以下步驟①在發送端，首先對輸入的數據信號進行正交相移調製處理得到調製信號；②然後對調製信號依次進行串並轉換、傅立葉逆變換和並串轉換處理，形成多個OFDM符號；③再在形成的多個OFDM符號中，每隔設定數量的OFDM符號插入一個長度為^的m序列s，將m序列s作為一個訓練序列，並根據信道特性在訓練序列前附加一個長度為々的循環前綴，得到附加循環前綴後的訓練序列，用x表示，x-[x(0),X(l)，…X(Zp+4,l)];④最後將附加循環前綴後的訓練序列X和形成的OFDM符號一起經載波調製處理後通過超寬帶信道傳輸至接收端，在傳輸過程中附加循環前綴後的訓練序列x和OFDM符號受到信道衰落和高斯白噪聲的影響；⑤在接收端，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的附加循環前綴的訓練序列x為第一接收信號，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的OFDM符號為第二接收信號，將第一接收信號用抽頭延遲線模型表示為K"-^^,x(A:-0+^^0，其/=0中，4=0,1,…，^+^-l，r(A)為第A時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑的係數構成的矩陣向量，h-[/^,/v.A—/，^為信道的第f個多徑係數，h應滿足條件:"-0li^/《^-1}，Z為信道的階數，x為附加循環前綴後的訓練序列，；c0t-O為第W時刻的附加循環前綴後的訓練序列，w為高斯白噪聲，w(A:)為第A時刻的高斯白噪聲；(D首先對第一接收信號K"進行去載波調製，並對去載波調製處理後的第一接收信號進行去循環前綴處理得到F("^^、/Ot)+"(A:)，其中，A:=0,l,...，￡p+Ze-1，f(A:)為去循環前綴後的第A時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑係數構成的矩陣向量，h-[A^,…、/，、為信道的第7個多徑係數，h應滿足條件{~=0|i^^Zc-l}，丄為信道的階數，n為高斯白噪聲，w("為第A:時刻的高斯白噪聲，^為m序列n盾環右移/位後的m序列，—("為m序列H盾環右移/位後的第A:時刻的序列；⑦然後計算去循環前綴後的第一接收信號r~與m序列s循環右移/位後的m序列？的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣Cp，C=[C(/，/)]，C(/，/)為去循環前綴後的第一接收信號f與m序列s循環右移z'後的m序列？的歸一化互相關係數，C(!'J)"l/丄》g(A;V(A:)，CP=[Cpa/)]，C力',力為m序列s循環右移_/位後的m序列y和m序列s循環右移/位後的m序列一的歸一化自相關係數，CP(i，y')=(l/4)》)，其中，！、0,l,…,丄p，j、0，l,…,丄p，"0，1，…,丄+IC—1，f(A:)為去循環前綴後的第A時刻的第一接收信號，W("為m序列s循環右移/位後的第A:時刻的序列，？("為m序列s循環右移i位後的第A:時刻的序列。⑧再根據去循環前綴後的第一接收信號^與m序列s循環右移f位後的m序列？的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣Cp,計算信道的衝激響應估計值ii，ii=c^c，其中，qi為自相關矩陣Cp的逆矩陣;根據所述的自相關矩陣Cp的對角佔優性，將所述的自相關矩陣Cp分解為第一矩陣和第二矩陣之和，將所述的第一矩陣記為D，將所述的第二矩陣記為E，CP=D+E，在所述的第一矩陣D和所述的第二矩陣E滿足lD"El卜l時，計算所述的自相關矩陣CP的逆矩陣Cp1，C;1=(I-D"E+(D-'E)2+…+(-l)m(D-'E)""+…)D.1，其中，符號"||||"為範數符號，I為單位矩陣，D"為第一矩陣D的逆矩陣，m-l,2,…，oo;再根據Cp1=(I-D-1E+(D-1E)2+...+(-l)m(D.1E)m+.,.)D-1計算C;的一階近似值，Cp1(I-D"E)D1D1國D"ED1。所述的第一矩陣D為由所述的自相關矩陣Cp的對角線元素組成的對角矩陣，所述的第二矩陣E為由所述的自相關矩陣Cp的非對角線元素組成的非對角矩陣，將所述的對角矩陣記為D,，將所述的非對角矩陣記為Ep得到C;;《D「J-Dj"'E,D「；對所述的自相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後所述的對角矩陣D,為一單位矩陣I;根據Cp1D「1-D'^Dj"1f尋至IJCp1=I國^。所述的第一矩陣D為由所述的自相關矩陣Cp的三對角元素組成的三對角矩陣，所述的第二矩陣E為由所述的自相關矩陣Cp的除三對角元素以外的元素組成的非三對角矩陣，將所述的三對角矩陣記為D3，將所述的非三對角矩陣記為E3，得到C^^D^-D^^D;1;將所述的三對角矩陣"分解為由所述的自相關矩陣Cp的對角線元素組成的對角矩陣和由所述的自相關矩陣Cp的對角線元素為O的二對角元素組成的二對角矩陣之和，將所述的對角矩陣記為D,，將所述的二對角矩陣記為D2，計算所述的三對角矩陣D3的逆矩陣D;1，D卜(I-D;"'D2+(D"D2)2+…+(-ir(D「'D2y"+…)D「1，其中，I為單位矩陣，D「1為對角矩陣D,的逆矩陣，M=l，2，，oo;然後根據D;"(I-D「'D2+(D「'D2)2+…+(-ir(D「'D2)""+…)D「'計算D3'的一階近似值，D-3、(I-D「'D2)D「'；對所述的自相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後對角矩陣D,為單位矩陣I，根據DXI-D「'DJD「'得到D卜I-D,;再根據D壙-D3-'^D;1和D;1=I-D2，得到Cp1(I-D2)-(I-D2)E3(I-D2)。與現有技術相比，本發明的優點在於採用自相關特性較好的m序列作為時域訓練序列，在接收端通過對去掉循環前綴的第一接收信號與訓練序列作互相關運算和對各個訓練序列作自相關運算來獲得信道的衝激響應估計值，並利用m序列的自相關矩陣具有對角佔優特性，首先分別通過對m序列的自相關矩陣進行一對角分解或三對角分解，然後採用一階逆矩陣的逼近方法，有效的避免了複雜的求逆運算，使運算量降低了一個數量級，而性能逼近常規的時域信道估計方法，是一種超寬帶系統的快速有效的信道估計方法，易於實現。圖1為多帶正交頻分復用超寬帶系統的工作流程示意圖2為對應不同長度m序列的常規時域信道估計方法與LS算法的誤比特率隨信噪比變化的曲線圖3為^-31時LS算法、常規時域估計方法、本發明的一對角分解方法及三對角分解方法的性能比較圖4為^=15時常規時域估計方法、本發明的一對角分解方法及三對角分解方法的性能比較圖。具體實施例方式以下結合附圖實施例對本發明作進一步詳細描述。一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，包括以下步驟①在發送端，首先採用現有的正交相移調製(QPSK)技術對輸入的數據信號進行正交相移調製處理得到調製信號。②然後對調製信號依次進行串並轉換、傅立葉逆變換(IFFT)和並串轉換處理，形成多個OFDM符號。本實施例中每個OFDM符號採用128個子載波，相鄰子載波之間的頻率間隔4.1254MHz，每個OFDM符號的持續時間為T。=242.4朋。(D再在形成的多個OFDM符號中，每隔設定數量的OFDM符號插入一個長度為的m序列s，將m序列s作為一個訓練序列，並根據信道特性的好壞在訓練序列前附加一個長度為^的循環前綴(CP)，得到附加循環前綴後的訓練序列，該附加循環前綴後的訓練序列用x表示，x-[x(0)，x(l),…x(^+4-l)]，其中，4為m序列s即訓練序列的長度，丄c為循環前綴的長度。在本實施例中，選取的設定數量為4，即每隔4個OFDM符號插入一個長度為Zp的m序列s。④最後將附加循環前綴後的訓練序列x和形成的OFDM符號一起經載波調製處理後通過超寬帶信道傳輸至接收端，在傳輸過程中附加循環前綴後的訓練序列x和OFDM符號將受到信道衰落和高斯白噪聲的影響。⑤在接收端，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的附加循環前綴的訓練序列x為第一接收信號，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的OFDM符號為第二接收信號，將第一接收信號用抽頭延遲線模型表示為K"=2>,x(A:—0+"("，其中，A:=0，l,,Zp+4—1，r(A:)為第A時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑係數構成的矩陣向量，h=WA,...、/，h為信道的第〖個多徑係數，h應滿足條件"=0|丄《糹^々-1}，丄為信道的階數，X為附加循環前綴後的訓練序列，x(A-f)為第"時刻的附加循環前綴後的訓練序列，w為高斯白噪聲，"(A)為第A時刻的高斯白噪聲。(D首先對第一接收信號KO進行去載波調製，並對去載波調製處理後的第一接收信號進行去循環前綴處理得到^(yfc)^^^VOt)+"(yt)，其中，A:=0，l，".,Zp+Ze—1，f(A:)為乂=0去循環前綴後的第A時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑係數構成的矩陣向量，h=[/2oA,、,f，、為信道的第J'個多徑係數，h應滿足條件{=0|Z《/SZc-1}，丄為信道的階數，W為高斯白噪聲，W("為第A時刻的高斯白噪聲，—為m序列s循環右移_/位後的m序列，一(A:)為m序列s循環右移y位後的第A:時刻的序列。⑦然後計算去循環前綴後的第一接收信號f與m序列s循環右移/位後的m序列s'的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣Cp，C=[C(/,_/)]，C"/)為去循環前綴後的第一接收信號f與m序列s循環右移/後的m序列？的歸一化互相關係數，C(fJ)二(l/;)J]f(A;V("，Cp-[Cp(!'J)]，C力'J)為m序列s循環右移_/位後的m序列^和m序列s循環右移/位後的m序列Y的歸一化自相關係數，為去循環前綴後的第A:時刻的第一接收信號，一("為m序列s循環右移j'位後的第A時刻的序列，s'為m序列s循環右移/位後的第A:時刻的序列。⑧再根據去循環前綴後的第一接收信號f與m序列s循環右移/位後的m序列s'的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣Cp，計算信道的衝激響應估計值ii，fi=C—;C，C—^表示各個訓練序列s的自相關矩陣Cp的逆矩陣。在該步驟中，在計算信道的衝激響應估計值fi之前先根據自相關矩陣CP的對角佔優性，將自相關矩陣Cp分解為第一矩陣和第二矩陣之和，將第一矩陣記為D，將第二矩陣記為E，則有CpzD+E，，在第一矩陣D和第二矩陣E滿足lD"E卜l時，計算自相關矩陣Cp的逆矩陣Cp1，Cp1=(I-D-1E+(D-1E)2+...+(-l)ra(D-1E)m+..〕D-1，其中，符號"||||"為範數符號，I為單位矩陣，D"為第一矩陣D的逆矩陣，m-l，2，…,oo;若僅考慮Cp'的一階近似值，則根據Cp1=(I-D-1E+(D-1E)2+...+(-l)m(D-1E)m+...)D.1計算Cp'的一階近似值，cv(/》(i/^C，其中，/=0,1,...,丄,j、0,l，…，丄，h0,l,…，丄+￡c—l，Cp1-(I-D"E)D"D-1-D"ED-1，最後利用Cp1*D—1-D—'ED—1計算信道的衝激響應估計值ii，";'c。=(D-DED)C為了降低計算複雜度，本發明提出了兩種求解Cp逆矩陣的快速逼近方法一對角分解方法和三對角分解方法。一對角分解方法將自相關矩陣Cp分解為由自相關矩陣Cp的對角線元素組成的對角矩陣和由自相關矩陣Cp的非對角線元素組成的非對角矩陣之和，將對角矩陣記為D"tableseeoriginaldocumentpage13列的長度；由於自相關矩陣Cp的對角佔優性，ID;'E,卜1，因此Cp'有下列展開式Cp"(i-D「x+(D「'E,)2+…+(誦ir(D「'E,y"+…)D「1，其中，iin為範數符號，(D「xy"為D,-x的附次方，I為單位矩陣，D「'為對角矩陣D,的逆矩陣，附"，2，…，co;根據qj的展開式得到Cp'的一階近似值為Cp1D「'-D「'E,D「1，從Cp1《D「'-D「'EtD「'可以看出，採用一對角分解方法，僅涉及對角矩陣的求逆，對自相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後對角矩陣^為一單位矩陣i，因此c;!的一階近似值為C;;二I-E,，從q;二l-^可以得出計算c-糹不需要求逆的過程，計算複雜度大大降低，而該方法性能的好壞完全依賴於自相關矩陣cp的對角佔優性。三對角分解方法將自相關矩陣Cp分解為由自相關矩陣Cp的三對角元素組成的三對角矩陣和由自相關矩陣Cp的除三對角元素以外的元素組成的非三對角矩陣之和，將:對角矩陣記為D3，將非三對角矩陣記為E3，則Cp=DS+E3，其中，…0、D3=廣r"11《0C21、0《00,.o乂00c;3…c，00000c，.000，丄p為在發送端插入的訓練序列的長度；類似一對角分解方法，由於自相關矩陣Cp的對角佔優性，||0;%||<1'因此c;;有下列展開式Cp"(i-d;'E3+(D3-'E3)2+…+(-ir(D3-%)"■+.)d;1，其中，IIH為範數符號，(D3-'E3f為D3"E3的w次方，I為單位矩陣，D;'為三對角矩陣D3的逆矩陣，m=l,V..，oo;根據q！的展開式得到Cp1的一階近似值可以表示C^-D^-D^^D^、將三對角矩陣D,分解為由自相關矩陣Cp的對角線元素組成的對角矩陣和由自相關矩陣Cp的對角線元素為0的二對角元素組成的二對角矩陣之和，將對角矩陣記為D,，將二對角矩陣記為D2，則有D3=D,+D2，其中，...0、'..0廣廣n00…0)00';00廣33匕p...0.0、o0...0c"乂oc;2o《G《0C，000C(-i)丄屍0，計算三對角矩陣D3的逆矩陣D;1，D-3^(I-D「'D2+(D「'D2)2+…+(-l)""(D「'D2)""+…)D「，其中，I為單位矩陣，D「1為對角矩陣D,的逆矩陣，m-l,2,…,oc;然後根據D3"(I-D「'D2+(D「'D2)2+…+(-l)-(D「'D2)""+…)D「'計算D3'的一階近似值，D;、(I-D「^)D^;對自相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後對角矩陣D,為單位矩陣I，根據D;1(I-D「'D》D，得到D;1=I-D2;再根據Cp1D;1國D;'E3D;'和D-I-D,，得到Cp、(I-D2)-(I-D2)E"I-D2)，可知三對角分解方法計算c;!同樣也可14以不需要求逆的過程，計算複雜度大大降低。表1列出了現有的基於m序列的時域信道估計方法(在表1中稱為直接求逆方法)、本發明的一對角分解方法及三對角分解方法的計算複雜度的大小。表l計算複雜度比較表直接求逆方法一對角分解方法三對角分解方法。⑥。(4)。(《)由表1可知，本發明提出的採用一對角分解和三對角分解的處理方法可以大大降低現有直接求逆方法的計算複雜度。本發明利用了特殊的訓練序列即m序列的自相關矩陣的對角佔優特性，首先通過對m序列的自相關矩陣進行一對角分解和三對角分解，然後採用一階逆矩陣的逼近方法，和傳統的時域信道估計方法相比，本發明提出的一對角分解方法和三對角分解方法的運算量降低了一個數量級，而性能卻逼近傳統的時域信道估計值。計算機仿真結果驗證了本發明的有效性。每隔4個OFDM符號插入一個訓練序列，分別插入；=15、31、63、127四種不同長度的m序列。圖2比較了對應不同長度m序列的常規時域信道估計方法(即直接求逆方法)與頻域LS信道估計方法的誤比特率隨信噪比變化的曲線。從圖2易知，在相同信噪比條件下，m序列長度越短，常規時域信道估計方法的誤比特率越高，性能越差，而m序列長度越長，其誤比特率越低，性能越好。圖2仿真的目的是為了選取合適的訓練序列的長度。但考慮到運算量及系統性能，實際中導頻長度不宜過長。由於m序列長度分別取；=31、^=64時的性能相近，因此在實際中應考慮選取長度i^-31的m序列比較合適。圖3比較了111序列長度^=31時，常規時域估計方法、一對角分解方法、三對角分解方法，以及頻域LS信道估計方法的誤比特率隨信噪比的變化曲線。從圖3可以看出，採用一對角分解和三對角分解方法與常規時域估計方法在性能上十分相近，但前兩種方法的計算複雜度卻降低了一個數量級。為了進一步比較一對角分解和三對角分解方法的性能優劣，以及與常規時域估計方法的性能差異，圖4給出了這三種方法在m序列自相關特性比較差的情況下(m序列長度^=15時)的性能仿真。從圖4看出，本發明提出對角分解方法的性能都略有下降，但三對角分解方法性能明顯優於一對角分解方法。權利要求1、一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，包括以下步驟①在發送端，首先對輸入的數據信號進行正交相移調製處理得到調製信號；②然後對調製信號依次進行串並轉換、傅立葉逆變換和並串轉換處理，形成多個OFDM符號；③再在形成的多個OFDM符號中，每隔設定數量的OFDM符號插入一個長度為LP的m序列s，將m序列s作為一個訓練序列，並根據信道特性在訓練序列前附加一個長度為LC的循環前綴，得到附加循環前綴後的訓練序列，用x表示，x＝[x(0)，x(1)，…x(LP+LC-1)]；④最後將附加循環前綴後的訓練序列x和形成的OFDM符號一起經載波調製處理後通過超寬帶信道傳輸至接收端，在傳輸過程中附加循環前綴後的訓練序列x和OFDM符號受到信道衰落和高斯白噪聲的影響；⑤在接收端，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的附加循環前綴的訓練序列x為第一接收信號，定義接收端接收到的經信道衰落和高斯白噪聲影響後的OFDM符號為第二接收信號，將第一接收信號用抽頭延遲線模型表示為其中，k＝0，1，…，Lp+Lc-1，r(k)為第k時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑的係數構成的矩陣向量，ht為信道的第t個多徑係數，h應滿足條件{ht＝0|L≤t≤LC-1}，L為信道的階數，x為附加循環前綴後的訓練序列，x(k-t)為第k-t時刻的附加循環前綴後的訓練序列，n為高斯白噪聲，n(k)為第k時刻的高斯白噪聲；⑥首先對第一接收信號r(k)進行去載波調製，並對去載波調製處理後的第一接收信號進行去循環前綴處理得到其中，k＝0，1，…，Lp+Lc-1，為去循環前綴後的第k時刻的第一接收信號，h表示由信道的各個多徑係數構成的矩陣向量，hj為信道的第j個多徑係數，h應滿足條件{hj＝0|L≤j≤LC-1}，L為信道的階數，n為高斯白噪聲，n(k)為第k時刻的高斯白噪聲，sj為m序列s循環右移j位後的m序列，sj(k)為m序列s循環右移j位後的第k時刻的序列；⑦然後計算去循環前綴後的第一接收信號與m序列s循環右移i位後的m序列si的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣CP，C＝[C(i，j)]，C(i，j)為去循環前綴後的第一接收信號與m序列s循環右移i後的m序列si的歸一化互相關係數，CP＝[CP(i，j)]，CP(i，j)為m序列s循環右移j位後的m序列sj和m序列s循環右移i位後的m序列si的歸一化自相關係數，其中，i＝0，1，…，Lp，j＝0，1，…，Lp，k＝0，1，…，Lp+Lc-1，為去循環前綴後的第k時刻的第一接收信號，sj(k)為m序列s循環右移j位後的第k時刻的序列，si(k)為m序列s循環右移i位後的第k時刻的序列。⑧再根據去循環前綴後的第一接收信號與m序列s循環右移i位後的m序列si的互相關矩陣C和各個訓練序列s的自相關矩陣CP，計算信道的衝激響應估計值其中，為自相關矩陣CP的逆矩陣；其特徵在於根據所述的自相關矩陣CP的對角佔優性，將所述的自相關矩陣CP分解為第一矩陣和第二矩陣之和，將所述的第一矩陣記為D，將所述的第二矩陣記為E，CP＝D+E，在所述的第一矩陣D和所述的第二矩陣E滿足‖D-１E‖<1時，計算所述的自相關矩陣CP的逆矩陣其中，符號「‖‖」為範數符號，I為單位矩陣，D-1為第一矩陣D的逆矩陣，m＝1，2，…，∞；再根據計算的一階近似值，2、根據權利要求1所述的一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，其特徵在於所述的第一矩陣D為由所述的自相關矩陣Cp的對角線元素組成的對角矩陣，所述的第二矩陣E為由所述的自相關矩陣Cp的非對角線元素組成的非對角矩陣，將所述的對角矩陣記為A，將所述的非對角矩陣記為Ep得到q;aD，-D^E,D";對所述的自CV(U,)=(1/^)》WW化自相關係數，，其中，"0,1，…相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後所述的對角矩陣D,為一單位矩陣I;根據Cp1D「'誦D「'E,D1得到Cp1=I-Et。3、根據權利要求1所述的一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，其特徵在於所述的第一矩陣D為由所述的自相關矩陣Cp的三對角元素組成的三對角矩陣，所述的第二矩陣E為由所述的自相關矩陣Cp的除三對角元素以外的元素組成的非三對角矩陣，將所述的三對角矩陣記為A，將所述的非三對角矩陣記為E3，得到C;1D〖1-D3—i^D廣；將所述的三對角矩陣D3分解為由所述的自相關矩陣CP的對角線元素組成的對角矩陣和由所述的自相關矩陣Cp的對角線元素為0的二對對角元素組成的二對角矩陣之和，將所述的對角矩陣記為D,，將所述的二對角矩陣記為D,，計算所述的三對角矩陣D3的逆矩陣D3-1，D卜(I-D「'D2+(D「'D2)2+…+(-ir(D廣D2)""+…)D,-1，其中，I為單位矩陣，D"為對角矩陣D,的逆矩陣，w^，2，…,oo;然後根據D3、(I-D「'D2+(D"D2)2+…+(-ir(D「'D2)""+…)D「1計算D3，的一階近似值，DXl-D「'D2)D「'；對所述的自相關矩陣Cp的係數進行歸一化處理，歸一化處理後對角矩陣D,為單位矩陣I，根據DXl-D「'DJD「得到D3、I-D2;再根據C;1D;1-D^^D;1和D;1=I-D2，得至UCp1(I-D2)誦(I-D2)E3(I-D2)。全文摘要本發明公開了一種多帶正交頻分復用超寬帶系統的信道估計方法，優點在於採用自相關特性較好的m序列作為時域訓練序列並附加循環前綴，在接收端通過對去掉循環前綴的接收信號與訓練序列作互相關運算和對各個訓練序列作自相關運算來獲得信道的衝激響應估計值，並利用m序列的自相關矩陣具有對角佔優特性，首先分別通過對m序列的自相關矩陣進行一對角分解或三對角分解，然後採用一階逆矩陣的逼近方法，有效的避免了複雜的求逆運算，從而使運算量降低了一個數量級，而性能逼近常規的時域信道估計方法，是一種超寬帶系統的快速有效的信道估計方法，易於實現。文檔編號H04L27/26GK101447969SQ20081016422公開日2009年6月3日申請日期2008年12月31日優先權日2008年12月31日發明者徐鐵鋒,李新苗,李有明申請人:寧波大學