無表面聲波接收器中的退化無源混波器的製作方法

2023-04-30 09:48:46 1

專利名稱：無表面聲波接收器中的退化無源混波器的製作方法
技術領域：
所述所揭示的實施例涉及具有無源混波器的低噪聲無表面聲波接收器。
背景技術：
存在用於實現蜂窩式電話接收器的數種不同電路拓撲。某些拓撲涉及表面聲波 (SAW)濾波器，其安置於低噪聲放大器(LNA)與混波器之間的傳入RF信號路徑中。期望可 在不使用成本稍高且大的SAW裝置的情況下，實現充足性能的蜂窩式電話接收器。其它拓 撲在天線與LNA之間的匹配網絡中使用高質量且稍昂貴的LNA匹配感應器。還期望在不使 用此昂貴組件而是通過使用較不昂貴的低質量組件的情況下實現所述接收器。為在無表面 聲波接收器中實現良好線性，有時使用純無源下變頻混波器。所述無源混波器不具有有源 gm單元。然而，此拓撲通常難於在仍實現良好線性(例如，三次差拍)性能的同時滿足需求 的噪聲指數(NF)要求。圖1 (現有技術)是無表面聲波接收器電路1的圖示，所述接收器電路1採用無源 混波器而非有源gm單元。接收器電路1包含天線2、差動雙工器3、阻抗匹配網絡4及集成 電路5。而集成電路5又包含LNA 6，且此LNA經耦合以經由兩個端子7及8從匹配網絡4 接收傳入RF信號。LNA 6的兩個差動輸出引線9及10耦合到無源混波器11。LNA 6到混 波器11的耦合可為經由在傳入RF信號的頻率下為有效短路的具有大電容的旁路電容器的 電容耦合。無源混波器11具有兩個部分。一個部分(I-路徑切換核心)將第一組差動信號 (I)供應到跨阻抗放大器及濾波器12的第一部分(I-路徑TIA)。TIA 12的此第一部分將 信號1+及I-輸出到輸出引線13及14上。無源混波器11的第二部分(Q-路徑切換核心) 將第二組Q差動信號供應到TIA 12的第二部分(Q-路徑TIA)。TIA 12的第二部分將信號 Q+及Q-輸出到輸出引線15及16上。遺憾地，採用圖1的無表面聲波無源混波器接收器拓 撲且還滿足嚴格的噪聲要求而同時維持良好線性及功率消耗性能通常是困難的。圖2 (現有技術)是闡述圖1的電路的各種性能特性的表。期望可在不在匹配網絡 4中提供高質量且昂貴的離散LNA輸入匹配感應器且不增加LNA 6的電流消耗的情況下，降 低所述電路的噪聲指數(NF)。

發明內容
在涉及無源混波器的無表面聲波蜂窩式電話接收器中，在低噪聲放大器(LNA)的 差動信號輸出引線與所述無源混波器的差動信號輸入引線之間的傳入RF信號路徑中，安置具有顯著阻抗(例如，20歐姆或更多)的新穎退化阻抗元件(Zdeg)。所述LNA具有相對 高輸出阻抗(例如，大於300歐姆的輸出阻抗)。所述無源混波器不具有有源gm單元。而所 述無源混波器又將經下變頻信號輸出到所述接收器的跨阻抗放大器及基帶濾波器(TIA)。 提供所述新穎退化阻抗元件在僅最小程度降級其它接收器性能特性(例如線性及電壓增 益)的條件下減少整個接收器中從所述TIA輸出的噪聲。提供所述退化阻抗元件不過度增 加所述TIA中的噪聲。在其中每一所述退化阻抗元件的阻抗均大於20歐姆的一個實例中， 所述TIA具有小於整個接收器的總噪聲功率的20%的噪聲功率。所述整個接收器具有優於 38分貝(dB)的電壓增益及優於75分貝的三次差拍失真(TB)量值。
在一些實例中，所述無源混波器接收多個本地振蕩器信號，其中每一本地震蕩器 信號具有大致小於50%的工作循環。在所述時間的某一部分期間，所述無源混波器中沒有 一個電晶體是導電的。在一些實例中，所述新穎退化阻抗元件可編程以具有數個阻抗中的 一者。所述退化阻抗元件的阻抗值取決於特定操作模式的性能要求而改變，所述特定操作 模式是所述蜂窩式電話正以其操作或打算以其操作的操作模式。上述說明是概述，且因此勢必包含細節的簡化、歸納及省略；因此，所屬領域的技 術人員應了解，所述概述僅為說明性而絕非打算作為限定性說明。在本文所述的非限定性 詳細說明中，本文中所述唯一由權利要求書界定的裝置及/或過程的其它方面、發明性特 徵及優點將變得顯而易見。


圖1 (現有技術)是包含無源混波器的一種類型常規無表面聲波接收器的圖示。圖2(現有技術)是闡述圖1的常規接收器的性能特性的表。圖3是採用根據一個新穎方面的新穎低噪聲無表面聲波接收器的蜂窩式電話的 簡化高級框圖。圖4是圖3的RF收發器集成電路的更詳細圖示。圖5是圖4的低噪聲放大器(LNA)、無源混波器(包含新穎退化阻抗元件)及跨阻 抗放大器與濾波器(TIA)的更詳細圖示。圖6A到6F闡述一組方程式，其用於確定改變新穎退化阻抗元件(Zdeg)的阻抗值 如何改變圖5的接收器的噪聲因數(F)。圖7是顯示改變新穎退化阻抗元件(Zdeg)的阻抗如何影響圖5的接收器的噪聲 指數(NF)的圖表。圖8是顯示改變新穎退化阻抗元件(Zdeg)的阻抗值如何影響圖5的接收器的電 壓增益的圖表。圖9是圖解闡釋提供新穎退化阻抗元件(Zdeg)是如何在不對其它性能特性產生 嚴重不利影響的情況下改善接收器的噪聲指數(NF)的表。圖IOA到IOG是可實現圖5中所圖解闡釋的新穎退化阻抗元件50的方式的數個 實例的電路圖。圖11是根據一個新穎方面的方法的流程圖。
具體實施例方式圖3是根據一個新穎方面一個特殊類型的行動通信裝置20的極簡化高級框圖。在此實例中，行動通信裝置20是使用WCDMA蜂窩式電話通信協議的蜂窩式電話。所述蜂窩式 電話包含(其中的數個其它部分未圖解闡釋)天線21及兩個集成電路22及23。集成電路 23被稱為「數字基帶集成電路」或「基帶處理器集成電路」。集成電路22是RF收發器集成 電路。RF收發器集成電路22因其包含傳輸器以及接收器而被稱為「收發器」。圖4是圖1的RF收發器集成電路22的更詳細框圖。所述接收器包含稱為「接收 鏈」 24者以及本地振蕩器33。當所述蜂窩式電話正接收時，在天線21上接收高頻率RF信 號25。在一個實例中，RF信號25是具有大於1千兆赫茲的頻率的信號。來自RF信號25 的信息穿過雙工器26、阻抗匹配網絡27，且穿過接收鏈24來傳遞。信號25由低噪聲放大 器(LNA) 28放大，且由混波器29進行下變頻。所得經下變頻的信號由基帶濾波器30進行 濾波，並被傳遞到數字基帶集成電路23。數字基帶集成電路23中的模/數轉換器31將信 號轉換成數字形式，且所得數字信息由數字基帶集成電路23中的數字電路進行處理。數字 基帶集成電路23通過控制由本地振蕩器33供應到混波器29的本地振蕩器信號(LO) 32的 頻率來調諧所述接收器。如果所述蜂窩式電話正在傳輸，則由數字基帶集成電路23中的數/模轉換器34 將要傳輸的信息轉換成模擬形式，並將其供應到「傳輸鏈」35。基帶濾波器36濾除因數/模 轉換過程所致的噪聲。然後，混波器區塊37在本地振蕩器38控制下將信號上變頻成高頻 率信號。驅動器放大器39及外部功率放大器40放大所述高頻率信號來驅動天線21，使得 從天線21傳輸高頻率RF信號41。圖5是接收鏈24的更詳細電路圖。天線21上所接收的傳入RF信號25經由差動 雙工器26及阻抗匹配網絡27耦合到集成電路22的差動輸入端子42及43上。LNA 28放 大RF信號25並從VRF+輸出引線44及VRF-輸出引線45驅動差動信號。VRF+輸出引線 44耦合到無源混波器29的第一差動輸入引線46，且VRF-輸出引線45耦合到無源混波器 29的第二差動輸入引線47。無源混波器29不包含有源gm單元。無源混波器29包含兩個 交叉耦合的無源切換核心48與49及四個新穎退化阻抗元件50到53。第一退化阻抗元件 50具有連接到LNA 28的第一輸出引線44的第一引線，且具有連接到第一切換核心48的第 一輸入引線54的第二引線。第二退化阻抗元件51具有連接到LNA 28的第二輸出引線45 的第一引線，且具有連接到第一切換核心48的第二輸入引線55的第二引線。第三退化阻 抗元件52具有連接到LNA 28的第一輸出引線44的第一引線，且具有連接到第二切換核心 49的第一輸入引線56的第二引線。第四退化阻抗元件53具有連接到LNA 28的第二輸出 引線45的第一引線，且具有連接到第二切換核心49的第二輸入引線57的第二引線。跨阻抗放大器及基帶濾波器(TIA) 30包含第一部分(TIA的I-路徑部分)及第二 部分(TIA的Q-路徑部分)。所述第一部分將一對差動信號1+及I-驅動到差動輸出引線 58及59上。電阻器符號60及61表示TIA 30的第一部分的反饋阻抗RTIA。TIA30的第一 部分從第一無源切換核心48的差動輸出引線62及63接收差動信號。類似地，TIA 30的 第二部分將一對差動信號Q+及Q-驅動到差動輸出引線64及65上。電阻器符號66及67 表示TIA 30的第二部分的反饋阻抗RTIA。TIA 30的第二部分從第二無源切換核心49的 差動輸出引線68及69接收差動信號。如圖5所指示，第一無源切換核心48包含四個場效應電晶體O7ET) 70到73，且第二無源切換核心49包含FET 74到77。這些FET如圖5中所 圖解闡釋那樣互連。 圖6A到6F顯示一組方程式，其包括將圖5的電路的噪聲因數(F)作為新穎衰退 阻抗元件50到53的阻抗的函數的方程式的導出式。退化阻抗元件50到53的每一者的阻 抗值是Zdeg。噪聲因數(F)是對信噪比(SNR)因穿過接收器的RF信號鏈中的組件所導致 的降級的測量。在圖6A的方程式中，噪聲因數F是TIA 30的輸出處的總輸出噪聲功率與 TIA 30的輸出處的源噪聲功率貢獻的比率。分子是對所有噪聲源所致的總噪聲功率的表 達，其中所述噪聲由於這些相應噪聲源是自TIA 30輸出而在接收器的信號帶寬中。分母是 對接收器輸出處的噪聲功率(其因所述接收器的源所致)的表達。對於三個噪聲源中的每一者來說，噪聲均指接收器的輸出(TIA 30的輸出引線)。 將來自每一噪聲源的噪聲乘以適當增益因數以確定其如何給TIA 30的輸出處的總噪聲作 貢獻。因此，分子包含三個項，每一噪聲源一個項。認為第一噪聲源為源(LNA 28)。第二噪 聲源為退化阻抗Zdeg。第三噪聲源是跨阻抗放大器反饋阻抗Rtia。項Nv_rx，src是來自源的電壓噪聲密度，其單位為伏7赫茲。所述噪聲密度Nv_ rx, src是通過量4kTR給出，其中k是波爾茲曼常數，T是開氏度，且R是電阻。此噪聲是 來自天線21的噪聲。在此實例中，天線21的電阻R是50歐姆。項gLNA是LNA 28的跨導 增益。項Ni im, out是LNA 28的電流密度，其單位為安培7赫茲。項R\na/ (2RLNA+Zdeg)2為 功率分配因數，其計及發生於LNA 28與無源混波器29之間的功率分配。項Rutt為單側LNA 輸出阻抗。LNA 28的輸出引線之間的差動LNA輸出阻抗為此處稱為單側LNA輸出阻抗Rma 的二倍。單側LNA輸出阻抗Rm為從LNA 28的輸出引線中接到接地的一個輸出引線測量 的阻抗。在當前實例中，Rma(單側)大於150歐姆(例如，200歐姆)。相應地，差動LNA阻 抗大於300歐姆(例如，400歐姆)。項Nv ZDEe為所述退化阻抗Zdeg的噪聲密度。項Rtia為 跨阻抗放大器30的反饋電阻(增益因數)。F50%項中的50%記法指示計算是針對本地振蕩器信號ILO+及ILO-的50%工 作循環。如果所述工作循環是50%，則信號ILO+將在所述周期的前50%內為活動(數字 高)，且則信號ILO-將在所述周期的剩餘50%內為活動。F25%項中的25%記法將指示計算 是針對所述本地振蕩器信號的25%工作循環。如果所述工作循環為25%，則信號ILO+將 在所述周期的前25%內為活動，然後在所述周期的下一 25%內，ILO+及ILO-兩者將均不 活動，接著在所述周期的下一 25%內，ILO-將為活動，且然後，在所述周期的最後25%內， ILO+及ILO-兩者將均不活動。當所述TIA由50%工作循環信號驅動時，所述TIA的噪聲 貢獻相對高，而當所述TIA由25%工作循環信號驅動時，所述TIA的噪聲貢獻相對低。圖6B是圖6A的方程式的各項的重組。圖6C是圖6B的方程式的進一步簡化。圖6D及6E闡述用於確定針對25%的工作循環噪聲因數(F)作為退化阻抗的函 數的方程式。F250^_ff/0J/Q_0VEELAP記法指示所述方程式是針對混波器29的I及Q輸出信號沒有 (W/0)任何重疊的25%工作循環。注意，圖6A的50%工作循環方程式與圖6D的25%工作 循環方程式之間的不同之處在於圖6D方程式的分子的第二及第三分量項。存在與值Nv zdk 相乘的項(R2TIA/(RMA+Zdeg)2。此項的分母因以下事實而包含Rutt:在25%工作循環條件下， 大部分時間僅一個無源切換核心是導電的(48或49)。在此時間期間，所述電阻是因Rma所致。注意，(R2TIA/ZDEe2)在圖6A中的對應乘數項不包含此Rma項。這是因為在50%工作循 環條件下，兩個無源切換核心(48及49)為同時導電。類似地，在圖6D的25%條件下的方 程式中，存在與值Nv TIA相乘的項(1+ (RTIA/RLNA+Zdeg) )2。此項的分母因以下事實而包含Rma 所述工作循環為25%工作循環。圖6A的50%工作循環下的方程式中的對應乘數項在其分 母中不包含此Rm項。
圖6F是圖6C的針對50%工作循環的噪聲因數方程式與圖6F的針對25%工作循 環的噪聲因數方程式的組合。由於I與Q本地振蕩器信號之間的小重疊，在實際電路中存 在複雜情況。所述ILO+及ILO-信號在每一信號均為活動或均為不活動時實際上並非方形 波，而是所述ILO+及ILO-信號具有非零持續時間的上升及下降時間。由於此條件(其中 當其它組電晶體正接通時一組電晶體正關閉)，因此存在重疊。所得重疊由圖6F的方程式 中的項A及B計及。F250^w7j7qjveelap記法指示所述方程式是針對其中混波器的I及Q輸出具 有(W/)重疊的25%工作循環。如果所述時間的95%無重疊，則A近似為95%。在所述情 況下，B近似為5%。注意，在圖6A到6F中，出於簡化所述方程式而又不丟失一般性起見， 未顯示2及1/2的某些冪。所述方程式還忽略所述無源混波器電晶體的小導通電阻以及來 自無源混波器核心48及49的噪聲，因為來自所述核心的噪聲僅為小噪聲貢獻者。在檢查圖6C的方程式時，應注意噪聲因數的函數(F作為Zdeg的函數)具有最小 值。注意，圖6C的方程式涉及相加在一起的左乘積值與右乘積值。項Zdeg在所述左乘積 值的分母中。因此，當Zdeg值極小時，左乘積值格外大，且因此，整個噪聲因數F也格外大。 在右乘積值中，項Zdeg在分子中。因此，當Zdeg值極大時，右乘積值格外大，且因此，整個 噪聲因數F也格外大。噪聲因數F的最小值出現在Zdeg值既不極大也不極小時。圖6A到 6F的方程式所測量或所確定的噪聲因數值是無單位值。使用關係式NF= IOlogF將無單位 的噪聲因數值(F)轉換成噪聲指數(NF)分貝(dB)值。在圖7中可見，在無退化的情形下，接收器的噪聲指數(NF)約為2. 67分貝。圖7 顯示針對25% LO工作循環通過將退化阻抗元件50到53的阻抗增加到高達近似60歐姆 的阻抗來改善圖5的接收器的噪聲指數的情形。因此，藉助施加退化阻抗，所述噪聲指數變 得更好。然而，所述圖表顯示阻抗增加超出最優噪聲指數點將開始降級噪聲指數，然而與不 施加退化的情形相比仍不失為較好結果。因此，注意圖7的圖表中的曲線在退化阻抗Zdeg 為60歐姆時具有最小值的噪聲指數(NF)，且甚到在更高值的退化阻抗時噪聲指數仍比不 施加退化的情形好。圖8是顯示圖5的接收器的電壓增益如何隨增加的退化阻抗Zdeg降級的圖表。根據一個新穎方面，在具有純無源混波器的無表面聲波接收器中提供退化阻抗元 件50到53，且使退化阻抗元件50到53具有大於典型旁路電容器的常規零歐姆值或極小阻 抗值的阻抗(在傳入RF信號25的頻率下)。儘管圖7的圖表指示最優噪聲指數是在退化 阻抗元件的阻抗值為60歐姆時實現，但在採用圖7的實例的特定應用中，每一退化阻抗元 件50到53經設定以具有30歐姆的阻抗。在此特定情形下，並未將此阻抗設定為高於30 歐姆，因為將退化阻抗增加到30歐姆以上將導致TB參數降級，使得其太接近所述應用的所 規定三次差拍(TB)要求。圖7及圖8中30歐姆的Zdeg值處的垂直線指示圖5的特定實 施例的30歐姆Zdeg值。圖9是針對25% LO信號闡述圖1的現有技術結構與圖5的新穎接收器之間的性能特性的比較的表。如所述表中的值所指示，添加具有30歐姆的Zdeg值的退化阻抗元件 50到53導致噪聲指數從約2. 67分貝到約2. 3分貝的所期望改善。所述表中的所述值指示 噪聲指數(NF)經改善而不會使其它接收器的性能參數不適當降級，這些參數例如輸入參 考二階截點(IIP2)、三次差拍分量量值(TB)、輸入參考三階截點(IIP3)及從LNA 28的輸 入端子42及43到TIA 30的輸出引線58、59、64及65的電壓增益。
根據另一新穎方面，圖5的接收器是可支持兩個操作模式的多模式接收器。在所 述兩個模式的第一模式中，所述接收器滿足第一性能參數且使用較小Zdeg值。在所述兩個 模式的第二模式中，所述接收器滿足允許使用較高Zdeg值的第二較不嚴格性能參數。提供 其數字值指示當前操作模式的數字控制信號。所述數字控制信號控制FET開關，其可以與 第一 Zdeg阻抗並聯的第二 Zdeg阻抗切換。退化阻抗元件50到53中的每一者均包含兩個 此類電阻器及一個此類FET，其中FET允許可對退化阻抗元件的總阻抗進行編程。如果所述 數字控制信號具有第一值，則所述FET開關為導電以使第二 Zdeg阻抗與第一 Zdeg阻抗並 聯地耦合。所述結果是較低Zdeg值。另一方面，如果所述數字控制信號具有第二值，則使 所述FET開關不導電。因此第二 Zdeg阻抗不與第一 Zdeg阻抗並聯地耦合。所述結果是較 高Zdeg值。當性能參數(例如，TB)較不嚴格時在第二模式中使用較高Zdeg值，而當性能參數較嚴格時在第一模式中使用較低Zdeg值。 圖IOA到IOG顯示可如何實現新穎退化阻抗元件Zdeg 50的數個實例。在這些實 例中，在LNA與無源混波器切換核心之間存在退化。在所圖解闡釋的每一情況下，左邊的第 一引線100是阻抗元件50的耦合到LNA 28的引線，且右邊的第二引線101是阻抗元件50 的耦合到切換核心48的引線。圖11是根據一個新穎方面的方法的流程圖。在第一步驟(步驟200)中，在低噪 聲放大器(LNA)的第一輸出引線與第一無源切換核心(PSC)的第一輸入引線之間提供第一 退化阻抗元件。所述第一退化阻抗元件的阻抗大於20歐姆。在第二步驟(步驟201)中， 在所述LNA的第二輸出引線與第一 PSC的第一輸入引線之間提供第二退化阻抗元件。所述 第二退化阻抗元件的阻抗大於20歐姆。相同的步驟適用於第三及第四退化阻抗元件與第 二 PSC。在第三步驟(步驟202)中，提供跨阻抗放大器(TIA)，其中所述TIA經耦合以放大 從所述PSC輸出的信號。在施加混波器退化之後，所述TIA具有小於整個接收器的總噪聲 功率的20%的噪聲功率。於此情況下，所述整個接收器是所述LNA、所述第一及第二退化阻 抗元件、所述PSC及所述TIA。在藉以製作圖3及4的RF收發器集成電路22的半導體製造 過程期間，可一次實施所有步驟200到202。可在部署、交付及/或銷售圖3及4的RF收發 器集成電路22之前，一次實施所有步驟200到202。在圖11的實例中，在退化之後，來自 所述TIA的噪聲貢獻低於接收器總輸出噪聲的20%。對於不同的工作循環，可使用退化與 TIA噪聲貢獻的不同組合。例如，對於25% LO工作循環來說，可選擇20歐姆的Zdeg及為 總噪聲15%的TIA噪聲貢獻。此將導致充足線性、電壓增益及噪聲指數要求。另一方面，對 於50% LO工作循環來說，可選擇100歐姆的Zdeg及為18%的TIA噪聲。雖然在上文中出於指導目的描述了某些特定實施例，但本專利文檔的教示具有一 般適用性且不限於上述特定實施例。因此，可對所述特定實施例的各種特徵實施各種修改、 改正及組合，此並不背離以上所述的權利要求書的範圍。
權利要求
一種電路，其包括低噪聲放大器(LNA)，其具有第一輸出引線及第二輸出引線；無源切換核心(PSC)，其具有第一信號輸入引線、第二信號輸入引線、第一信號輸出引線、第二信號輸出引線、第一本地振蕩器輸入引線及第二本地振蕩器輸入引線；跨阻抗放大器(TIA)，其具有第一輸入引線、第二輸入引線、第一輸出引線及第二輸出引線；第一退化阻抗元件(Zdeg)，其具有第一引線及第二引線，其中所述第一Zdeg的所述第一引線耦合到所述LNA的所述第一輸出引線，且其中所述第一Zdeg的所述第二引線耦合到所述PSC的所述第一信號輸入引線；及第二退化阻抗元件(Zdeg)，其具有第一引線及第二引線，其中所述第二Zdeg的所述第一引線耦合到所述LNA的所述第二輸出引線，且其中所述第二Zdeg的所述第二引線耦合到所述PSC的所述第二信號輸入引線，其中所述LNA、所述第一及第二Zdeg、所述PSC以及所述TIA形成接收器。
2.如權利要求1所述的電路，其中所述LNA在操作信號的頻率下具有大於300歐姆的 差動輸出阻抗。
3.如權利要求2所述的電路，其中在所述LNA的所述第一及第二輸出引線與所述PSC 的所述第一及第二輸入引線之間的信號路徑中未安置有源gm單元。
4.如權利要求2所述的電路，其中所述PSC包含第一場效應電晶體(FET)，其具有第一端子，其耦合到所述第一 Zdeg的所述第二引 線；第二端子，其耦合到所述TIA的所述第一輸入引線；及第三柵極端子，其耦合到所述PSC 的所述第一本地振蕩器輸入引線；第二FET，其具有第一端子，其耦合到所述第一Zdeg的所述第二引線；第二端子，其耦 合到所述TIA的所述第二輸入引線；及第三柵極端子，其耦合到所述PSC的所述第二本地振 蕩器輸入引線；第三FET，其具有第一端子，其耦合到所述第二Zdeg的所述第二引線；第二端子，其耦 合到所述TIA的所述第一輸入引線；及第三柵極端子，其經耦合以接納所述PSC的所述第二 本地振蕩器輸入引線；及第四FET，其具有第一端子，其耦合到所述第二Zdeg的所述第二引線；第二端子，其耦 合到所述TIA的所述第二輸入引線；及第三柵極端子，其經耦合以接納所述PSC的所述第一 本地振蕩器輸入引線。
5.如權利要求3所述的電路，其中所述第一Zdeg及所述第二 Zdeg中的每一者取自由 以下各項組成的群組電阻器、電容器、電晶體、串聯耦合的電阻器與電容器、串聯耦合的電 阻器與電晶體、串聯耦合的電容器與電晶體以及全部串聯耦合在一起的電阻器與電容器與 電晶體。
6.如權利要求3所述的電路，其中所述TIA具有濾波器特性且在所述接收器中充當基 帶濾波器。
7.如權利要求3所述的電路，其中所述操作信號的所述頻率大於400兆赫茲。
8.如權利要求3所述的電路，其中所述接收器輸出具有總噪聲功率的噪聲，其中所述 TIA具有小於所述接收器的所述總噪聲功率的20%的噪聲功率，且其中所述第一 Zdeg及所述第二 Zdeg中的每一者在所述接收器正接收的操作信號的頻率下具有至少20歐姆的阻 抗。
9.如權利要求3所述的電路，其中所述PSC的所述第一本地振蕩器輸入引線上的第一 本地振蕩器信號在少於50%的時間內為活動的，且其中所述PSC的所述第二本地振蕩器輸 入引線上的第二本地振蕩器信號在少於50%的時間內為活動的。
10.如權利要求3所述的電路，其中所述第一及第二退化阻抗元件中的每一者可編程 以具有多個阻抗中的一者。
11.如權利要求3所述的電路，其中所述第一Zdeg及所述第二 Zdeg中的每一者在所述 接收器正接收的所述操作信號的所述頻率下具有至少50歐姆的阻抗。
12.如權利要求8所述的電路，其中所述接收器具有小於2.6分貝的噪聲指數及大於 38分貝的電壓增益。
13.一種方法，其包括在低噪聲放大器(LNA)的第一輸出引線與無源切換核心(PSC)的第一輸入引線之間提 供第一退化阻 抗元件，其中所述第一退化阻抗元件具有至少20歐姆的阻抗；在所述LNA的第二輸出引線與所述PSC的第二輸入引線之間提供第二退化阻抗元件， 其中所述第二退化阻抗元件具有至少20歐姆的阻抗；及提供經耦合以放大由所述PSC輸出的信號的跨阻抗放大器(TIA)，其中所述LNA、所述 第一及第二退化阻抗元件、所述PSC以及所述TIA形成接收器。
14.如權利要求13所述的方法，其中當所述接收器正接收至少400兆赫茲的傳入RF信 號時，所述LNA具有大於300歐姆的差動輸出阻抗。
15.如權利要求13所述的方法，其中所述接收器輸出具有總噪聲功率的噪聲，其中在 退化發生後，所述TIA具有小於所述接收器的所述總噪聲功率的20%的噪聲功率。
16.如權利要求13所述的方法，其中所述接收器進一步包含第二PSC、耦合到所述第二 PSC的兩個額外退化阻抗元件及放大由第二 PSC輸出的信號的第二 TIA，且其中所述接收器 的所述總噪聲功率包含從所述第二 TIA輸出的噪聲。
17.如權利要求13所述的方法，其進一步包括改變所述第一及第二退化阻抗元件的所述阻抗。
18.如權利要求13所述的方法，其進一步包括切換與所述第一退化阻抗並聯的另一退 化阻抗。
19.如權利要求15所述的方法，其中所述接收器具有小於2.6分貝的噪聲指數及大於 38分貝的電壓增益。
20.如權利要求16所述的方法，其中所述第二TIA具有小於所述總噪聲功率的20%的 噪聲功率。
21.一種電路，其包括無表面聲波接收器鏈，其具有無源混波器且不具有有源gm單元，其中所述無表面聲波 接收器包含低噪聲放大器(LNA)、所述無源混波器及接收從所述無源混波器輸出的信號的 跨阻抗放大器(TIA)；及用於在所述LNA與所述無源混波器之間的信號路徑中提供阻抗的裝置，其中所述阻抗 大於20歐姆，且其中所述裝置不具有增益。
22.如權利要求21所述的電路，其中所述裝置包含第一電阻器及第二電阻器。
23.如權利要求21所述的電路，其中所述無表面聲波接收器鏈及所述裝置適於在蜂窩 式電話中使用。
24.如權利要求21所述的電路，其中所述無源混波器接收具有大致小於50%的工作循 環的本地振蕩器(LO)信號。
25.如權利要求21所述的電路，其中所述裝置的所述阻抗可通過改變供應到所述裝置 的數字控制信號來編程。
全文摘要
在涉及無源混波器的無表面聲波接收器中，在低噪聲放大器(LNA)的差動信號輸出引線與所述無源混波器的差動信號輸入引線之間的傳入信號路徑中安置具有顯著阻抗的新穎退化阻抗元件。所述無源混波器將信號輸出到跨阻抗放大器及基帶濾波器(TIA)。提供所述新穎退化阻抗元件在僅最小程度降級其它接收器性能特性的情況下減少整個接收器中從所述TIA輸出的噪聲。在一些實例中，所述無源混波器接收具有大致小於50％的工作循環的本地振蕩器信號。在一些實例中，所述退化阻抗元件可具有數個阻抗中的一者。
文檔編號H04B1/30GK101842994SQ200880113859
公開日2010年9月22日 申請日期2008年10月29日 優先權日2007年10月30日
發明者亞歷山大·塔西奇, 鄧君雄, 金那蘇 申請人:高通股份有限公司