多聲道數字音頻編碼設備及其方法
2023-04-30 10:41:46 1
專利名稱：多聲道數字音頻編碼設備及其方法
本申請是2005年9月7日遞交的申請號為200510095898.6的分案申請。
相關申請本申請要求2004年9月17日申請的美國臨時申請60/610,674優先權。
背景技術：
本發明通常涉及用於編碼和解碼多聲道數字音頻信號的方法和系統。更確切地說，本發明涉及一個低比特率的數字音頻編碼系統，其在獲得透明的音頻信號再現的同時大大降低了多聲道音頻信號的比特率以便進行有效的發送或存儲，甚至連聽測專家也不能區分在解碼器端還原的音頻信號與原始信號。
多聲道數字音頻編碼系統通常包括下列元件時間-頻率分析濾波器組，其產生輸入的PCM(脈衝編碼調製)樣本的一個頻率表示、叫做子帶樣本或子帶信號；心理聲學模型，其基於人耳的聽覺特性來計算一個掩蔽閾值，而低於該掩蔽閾值的量化噪聲不太可能被聽見；全局比特分配器，其向每組子帶樣本分配比特資源，以便得到的量化噪聲功率低於掩蔽閾值；多個量化器，其根據被分配的比特來量化子帶樣本；多個熵編碼器，其降低量化指數中的統計冗餘性；和最後的多路復用器，其把量化指數的熵編碼及其它輔助信息打包成一個完整的比特流。
例如，杜比AC-3用可切換窗口尺寸的高頻率解析度的MDCT(改進的離散餘弦變換)濾波器組把輸入PCM樣本映射到頻域中。穩態信號用512點的窗口來分析，而暫態信號與256點的窗口來分析。來自MDCT的子帶信號被表示為指數/尾數並隨後被量化。採用前向-後向自適應的心理聲學模型來優化量化並減少編碼比特分配信息所需的比特。為了降低解碼器的複雜度而不使用熵編碼。最後，量化指數及其它輔助信息被多路復用成一個完整的AC-3比特流。AC-3中配置的自適應MDCT的頻率解析度沒有很好地與輸入信號特性相匹配，因此它的壓縮特性受到很大的限制。熵編碼的缺少是限制其壓縮特性的另一個因素。
MPEG12層III(MP3)使用一個32頻帶的多相濾波器組，其中的每個子帶濾波器都跟隨有一個在6和18點之間切換的自適應MDCT。一個高級心理聲學模型被用來指導其比特分配和標量非均勻量化。哈夫曼(Huffman)碼被用來編碼量化指數和大部分的其它輔助信息。混合濾波器組的較差的頻率隔離極大地限制了它的壓縮特性而且具有很高的算法複雜性。
DTS相干聲學採用一個32頻帶的多相濾波器組以獲得輸入信號的低解析度頻率表示。為了補償較差的頻率解析度，ADPCM(自適應差分脈碼調製)被選擇性地用於每個子帶。如果ADPCM產生一個良好的編碼增益，則均勻標量量化被直接應用於子帶樣本或應用於預測殘差。矢量量化可以選擇性地被應用到高頻率的子帶。哈夫曼碼可以選擇性地被應用到標量量化指數及其它輔助信息。因為多相濾波器組+ADPCM的結構根本不能提供良好的時間和頻率解析度，所以它的壓縮特性很低。
MPEG 2AAC和MPEG 4AAC採用一個自適應MDCT濾波器組，其窗口尺寸可以在256和2048之間切換。心理聲學模型產生的掩蔽閾值被用來指導其標量非均勻量化和比特分配。哈夫曼碼被用來編碼量化指數和大部分的其它輔助信息。諸如TNS(暫時噪聲整形)、增益控制(類似於MP3的混合濾波器組)、頻譜預測(子帶內的線性預測)之類的許多其它的工具被用來進一步增強它的壓縮特性，而這以極大地增加了算法複雜性為代價。
因此，仍然需要一個低比特率的音頻編碼系統，其極大地降低了多聲道音頻信號的比特率以用於有效發送或存儲，而同時也能獲得透明的音頻信號再現。本發明滿足了這個需要並提供了其它的相關優點。
發明內容
在以下討論中，術語″分析/合成濾波器組″等指的是執行時間-頻率的分析/合成的設備或方法。它可以非限制性地包括如下●酉變換；●臨界採樣的、均勻的、或非均勻的帶通濾波器組時變或非時變組；●諧波或正弦波的分析器/合成器。
多相濾波器組、DFT(離散傅立葉變換)、DCT(離散餘弦變換)以及MDCT是一些被廣泛使用的濾波器組。術語″子帶信號或子帶樣本″等指的是出自分析濾波器組和進入合成濾波器組的信號或樣本。
本發明的一個目的是為多聲道音頻信號的低比特率編碼提供與現有技術同樣水平的壓縮性能但卻降低了算法複雜性。
這由編碼器在編碼端側完成，編碼器包括1)成幀器，用於把輸入的PCM樣本聚類分割成準穩態幀，其大小是分析濾波器組的子帶數的整數倍，並且其時間範圍是2到50ms。
2)暫態檢測器，用於檢測該幀中暫態的存在。一個實施例是根據取子帶距離測量的閾值，閾值從低頻率解析度模式下的分析濾波器組的子帶樣本中獲得。
3)可變解析度的分析濾波器組，用於把輸入的PCM樣本轉換成子帶樣本，它可以用下列之一來執行a)濾波器組，可以在高、中、低頻率解析度模式之間切換其操作。高頻率解析度模式用於穩態幀，而中、低頻率解析度模式用於具有暫態的幀。在一個暫態幀內，低頻率解析度模式被用於暫態段，而中間解析度模式被用於該幀的剩餘部分，在這個架構之下存在三類幀i)濾波器組只以高頻率解析度模式操作來處理的穩態幀；ii)濾波器組以中、高時間解析度模式操作來處理的暫態幀；iii)濾波器組只以中間解析度模式操作處理的慢暫態幀；兩個優選實施例被給出如下i)DCT實現，其中，三個級別的解析度對應於三個DCT塊長度；ii)MDCT實現，其中，三個級別的解析度對應於三個MDCT塊長度或窗口長度。定義多個窗口類型以橋接這些窗口之間的轉換。
b)混合濾波器組，其基於一個可以在高、低解析度模式之間切換其操作的濾波器組；i)在當前幀中不存在暫態時，它切換到高頻率解析度模式以確保穩態段的高壓縮性能；ii)在當前幀中存在暫態時，它切換到低頻率解析度/高時間解析度模式以避免前向回聲效應。這個低頻率解析度模式還跟隨有一個暫態聚類分割級，其把子帶樣本分成穩態段，然後可選地在每個子帶中後跟一個任意解析度的濾波器組或ADPCM，如果被選擇的話，可用於向每個穩態段提供適合的頻率解析度。
給出兩個實施例，其中，一個基於DCT而另一個基於MDCT。給出兩個暫態段的實施例出，其中，一個基於取閾值而另一個基於k均值算法，兩個實施例都使用子帶距離測量。
2)計算掩蔽閾值的心理聲學模型。
3)可選的和/差編碼器，其把左右聲道對中的子帶樣本轉換成和/差聲道對。
4)可選的聯合強度編碼器，其對比源聲道來提取聯合聲道的強度比例因子(引導向量)，將聯合聲道合併到源聲道中，並丟棄聯合聲道中的各個子帶樣本。
5)全局比特分配器，其把比特資源分配給多組子帶樣本，以便它們的量化噪聲功率低於掩蔽閾值。
6)標量量化器，其用比特分配器提供的步長來量化所有的子帶樣本。
7)可選的交錯器，當幀中存在暫態時，其被選擇性地用來從新排列量化指數以便於降低比特總數。
8)熵編碼器，其基於量化指數的局部統計特徵把最佳的碼書從碼書庫分配給多組量化指數，包括下列步驟a)把最佳碼書分配給每個量化指數，因此實質上把量化指數轉換成碼書指數。
b)把這些碼書指數分成很大的段，段邊界定義了碼書的應用範圍。
一個優選實施例是c)把量化指數分塊為區組(granule)，每個區組包括固定數目的量化指數。
d)確定每個區組的最大碼書需求。
e)把最小碼書分配給一個能容納其最大碼書需求的區組f)清除那些碼書指數比其近鄰的碼書指數小的孤立的小塊區域；那些對應於零量化指數的碼書指數的孤立小塊區域可以不經過這樣的處理。
用於對編碼碼書應用範圍進行編碼的一個優選實施例使用了遊程長度碼。
9)熵編碼器，其用碼書及其由熵碼書選擇器確定的應用範圍來編碼所有的量化指數。
10)多路復用器，其把量化指數的所有熵代碼和輔助信息打包成一個完整的比特流，這樣構造是為了量化指數出現在用於量化步長的指數之前。這個構造使得不必要把每個暫態段的量化單元數打包進比特流，因為它可以從被解包的量化指數中恢復。
本發明的解碼器包括1)多路解復用器，用於從比特流解包不同的碼字；2)量化指數碼書解碼器，用於從比特流中解碼用於量化指數的熵碼書及其各個應用範圍(application range)；3)熵解碼器，用於從比特流中解碼量化指數；4)可選的去交錯器，在當前幀中存在暫態時，其選擇性地從新排列量化指數；5)量化單元個數再造器，其用下列步驟從量化指數中重建每個暫態段的量化單元個數a)為每個暫態段找到具有非零量化指數的最大子帶；b)找到能容納這個子帶的最小臨界頻帶，這就是這個暫態段的量化單元個數；6)步長解包器，其解包所有量化單元的量化步長；
7)逆量化器，其從量化指數和步長中重建子帶樣本；8)可選的聯合強度解碼器，其利用聯合強度比例因子(引導向量)從源聲道的子帶樣本中重建聯合聲道的子帶樣本；9)可選的和/差解碼器，其從和/差聲道的子帶樣本中重建左右聲道的子帶樣本；10)可變解析度的合成濾波器組，其從子帶樣本中重建音頻PCM樣本，這可以通過以下來執行a)合成濾波器組，能夠在高、中、低解析度模式之間切換其操作；b)混合合成濾波器組，其是基於一個能夠在高、低解析度模式之間切換的合成濾波器組；i)當比特流指示當前幀是用可變換解析度的分析濾波器組以低頻率解析度模式來編碼時，這個合成濾波器組是一個二級混合濾波器組，其中，第一級是一個任意解析度的合成濾波器組或一個逆ADPCM，而第二級是可在高、低頻率解析度模式之間切換的自適應合成濾波器組的低頻率解析度模式；ii)當比特流指示當前幀是用可變換解析度的分析濾波器組以高頻率解析度模式來編碼時，這個合成濾波器組只不過是高頻率解析度模式下的可變換解析度的合成濾波器組。
最後，本發明提供了一個低編碼延遲模式，這個模式在可切換解析度分析濾波器組的高頻率解析度模式被編碼器禁止時被啟動，並且幀長隨後被減小到在低頻率解析度模式下的可切換解析度濾波器組的塊長或其整數倍。
根據本發明，編碼多聲道數字音頻信號的方法通常包括從多聲道數字音頻信號創建PCM樣本和把該PCM樣本轉換成子帶樣本的步驟。具有邊界的多個量化指數通過量化子帶樣本而被創建。通過把預先設計的碼書庫中能夠容納量化指數的最小的碼書分配給每個量化指數，量化指數被轉換成碼書指數。在創建用於存儲或發送的編碼數據流之前，碼書指數被聚類分割和編碼。
一般來說，PCM樣本被輸入到持續時間在2到50毫秒(ms)之間的準穩態幀中。掩蔽閾值可使用例如一個心理聲學模型來計算。比特分配器把比特資源分配到多組子帶樣本中，以便量化噪聲功率低於掩蔽閾值。
轉換步驟包括使用一個有選擇地在高、低頻率解析度模式下切換的解析度濾波器組。檢測暫態，當沒有檢測到暫態時使用高頻率解析度模式；然而，當檢測到暫態時，解析度濾波器組被切換到低頻率解析度模式。隨著把解析度濾波器組切換到低頻率解析度模式，子帶樣本就被分成穩態段。每個穩態段的頻率解析度用任意解析度的濾波器組或自適應差分脈碼調製來修整。
量化指數可以在幀中存在暫態時被從新排列以降低比特總數。遊程長度編碼器可用於編碼最佳熵碼書的應用邊界，可以採用聚類分割算法。
和/差編碼器可以被用來把左右聲道對中的子帶樣本轉換到和/差聲道對中。此外，聯合強度編碼器可用於對比源聲道來提取聯合聲道的強度比例因子，把聯合聲道合併成源聲道，並且丟棄聯合聲道中所有的相關子帶樣本。
一般來說，創建一個完整的比特數據流的組合步驟通過在存儲或向解碼器發送編碼數字音頻信號之前使用一個多路復用器來執行。
解碼音頻數據比特流的方法包括如通過使用一個多路解復用器來接收編碼音頻數據流並解包該數據流。熵碼書指數及其各自的應用範圍被解碼。這可能涉及遊程長度和熵解碼器。它們還被用來解碼量化指數。
當在當前幀中檢測到暫態時，量化指數如通過用去交錯器來從新排列。子帶樣本然後從被解碼的量化指數中重建。通過使用可在低和高頻率解析度模式之間切換的可變解析度的合成濾波器組，音頻PCM樣本從重建的子帶樣本中被重建。當數據流指示當前幀是用可切換解析度分析濾波器組以低頻率解析度模式來編碼時，可變合成解析度濾波器組用作一個二級混合濾波器組，其中，第一級包括一個任意解析度的合成濾波器組或一個逆自適應差分脈碼調製，第二級是可變合成濾波器組的低頻率解析度模式。當數據流指示當前幀是用可切換解析度的分析濾波器組以高頻率解析度模式來編碼時，可變解析度合成濾波器組在高頻率解析度模式下操作。
一個聯合強度解碼器可用於用聯合強度比例因子從源聲道子帶樣本中重建聯合聲道子帶樣本。此外，和/差解碼器可以被用來從和/差聲道子帶樣本中重建左右聲道的子帶樣本。
本發明結果是一個低比特率的數字音頻編碼系統，其極大地降低了多聲道音頻信號的比特率以用於有效發送，同時還獲得透明的音頻信號再現，以致於很難將它與原始信號區分。
本發明的其它特徵和優點將參考附圖從下列詳細說明中變得明顯，其通過舉例的方式來說明本發明的原理。
下列附圖用來說明本發明。在這些附圖中圖1是一個示意圖，描述根據本發明的多聲道數字音頻信號的編碼和解碼；圖2是一個示意圖，說明了根據本發明使用的一個示例性編碼器；圖3是具有任意解析度的濾波器組的可變解析度的分析濾波器組的一個示意圖；圖4是具有ADPCM的可變解析度的分析濾波器組的一個示意圖；圖5是根據本發明的用於可切換MDCT窗口類型的示意圖；圖6是根據本發明的暫態段的一個示意圖；圖7是根據本發明的具有兩個解析度模式的可切換濾波器組的一個應用示意圖；圖8是根據本發明的具有三個解析度模式的可切換濾波器組的一個應用示意圖；類似於圖5，圖9是根據本發明的用於具有三個解析度模式的可切換MDCT的其它窗口類型的示意圖；圖10描述了根據本發明的具有三個解析度模式的可切換MDCT窗口序列的一組例子；圖11是本發明與先有技術相比的熵碼書的確定示意圖；
圖12是根據本發明把碼書指數分成很大的段或消除碼書指數的孤立的小塊區域的示意圖；圖13是本發明配備的解碼器的示意圖；圖14是根據本發明的具有任意解析度的濾波器組的可變解析度的合成濾波器組的一個示意圖；圖15是具有逆ADPCM的可變解析度合成濾波器組的一個示意圖；和圖16是根據本發明當使用半混合濾波器組或可切換濾波器組+ADPCM時的比特流的結構示意圖。
圖17是在處理只間隔一幀的暫態時，短到短轉換的長窗口的優點示意圖。
圖18是根據本發明當使用三模式可切換濾波器組時的比特流的結構示意圖。
具體實施例方式
如附圖中所示，為了說明的目的，本發明涉及一個低比特率數字音頻編碼和解碼系統，其極大地降低了多聲道音頻信號的比特率以用於有效發送或存儲，同時也實現了透明的音頻再現。即，多聲道編碼的音頻信號比特率通過使用算法複雜度較低的系統來減小，而且即使是聽測專家也無法區分在解碼器端上還原的音頻信號與原始信號。
如圖1中所示，本發明的編碼器5將多聲道音頻信號作為輸入並將其編碼成比特流，並且極大地降低了比特率以適於在聲道容量有限的媒介上發送或存儲。只要接收到由編碼器5產生的比特流，解碼器10就對其進行解碼並重建甚至聽測專家也不能將其與原始信號區別的多聲道音頻信號。
在編碼器5和解碼器10內部，多聲道音頻信號被作為離散聲道來處理。即，每個聲道與其它聲道同樣地來對待，除非清楚地指定了聯合聲道編碼2。這在圖1中用極度簡化的編碼器和解碼器結構做出了說明。
利用這種極度簡化的編碼器結構，其編碼處理過程說明如下。來自每個聲道的音頻信號首先在分析濾波器組的第一級1中被分解成子帶信號。來自所有聲道的子帶信號被選擇性地送到聯合聲道編碼器2，其通過組合對應於來自不同聲道的相同頻帶的子帶信號，採用人耳的聽覺特性來降低比特率。可以在2中聯合編碼的子帶信號然後被量化並在3中被編碼。量化指數或它們的熵編碼以及來自所有聲道的輔助信息然後在4中被多路復用成一個完整的比特流以用於發送或存儲。
在解碼端上，比特流首先在6中被多路解復用為輔助信息和量化指數或其熵編碼。熵編碼在7中被解碼(注意諸如哈夫曼碼之類的前綴碼的熵解碼和多路解復用通常在一個單個步驟中執行)。子帶信號在7中利用量化指數和由輔助信息攜帶的步長被重建。如果在編碼器中使用聯合聲道編碼，則聯合聲道解碼在8中被執行。然後，每個聲道的音頻信號在合成級9中利用子帶信號被重建。
上述極度簡化的編碼器和解碼器結構被用來單獨說明本發明給出的編碼和解碼方法的離散特性。實際應用於音頻信號每個聲道的編碼和解碼方法差別懸殊並且更加複雜。除非另作說明，則這些方法在音頻信號的一個聲道環境中被描述如下。
編碼器編碼音頻信號的一個聲道的通用方法在圖2中被描述如下成幀器11把持續時間從2到50ms的輸入PCM樣本分成準穩態幀。一幀中PCM樣本的確切個數必須是在可變解析度的時間-頻率分析濾波器組13中使用的不同濾波器組的子帶最大個數的整數倍。假定子帶的最大數是N，那麼一幀中PCM樣本的個數是L＝k·N其中，k是一個正整數。
暫態分析12檢測當前輸入幀中暫態的存在並將該信息傳遞給可變解析度分析組13。
在這裡可以採用任何已知的暫態檢測方法。在本發明的一個實施例中，PCM樣本的輸入幀被送到可變解析度的分析濾波器組的低頻率解析度模式。讓s(m，n)表示來自這個濾波器組的輸出樣本，其中，m是子帶指數而n是子帶域中的時間指數(temporal index)。在以下討論中，術語″暫態檢測距離″等指的是為每個時間指數定義的距離測量E(n)=m=0M-1|s(m,n)|]]>或E(n)=m=0M-1s2(m,n)]]>其中，M是濾波器組的子帶個數。其它類型的距離測量也可以用類似的方法被採用。讓Emax=MaxnE(n)]]>和Emin=MinnE(n)]]>是這個距離的最大和最小值，如果Emax-EminEmax+Emin>Threshold]]>(閾值)則聲明存在暫態，其中，閾值可以被設置為0.5。
本發明使用一個可變解析度的分析濾波器組13。存在許多已知的方法來實現可變解析度的分析濾波器組。一個突出的方法是使用可以在高、低頻率解析度模式之間切換其操作的濾波器組，高頻率解析度模式用於處理音頻信號的穩態段而低頻率解析度模式用於處理暫態。然而，解析度的切換由於理論和實踐的約束不能及時任意地發生。相反，它通常發生在幀分界，即幀用高頻率解析度模式或低頻率解析度模式來處理。如圖7中所示，對於暫態幀131，濾波器組已經切換到低頻率解析度模式以避免前向回聲效應。因為暫態132本身是很短的，而該幀的前暫態133和後暫態134段又長得多，所以低頻率解析度模式的濾波器組顯然與這些穩態段不匹配。這極大地限制了整個幀所能達到的總的編碼增益。
本發明提出了三個方法來解決這個問題。基本思想是在可切換解析度結構內為暫態幀的穩態部分(stationary majority)提供一個較高頻率解析度。
半混合濾波器組如圖3中所示，它實質上是一個混合濾波器組，包括一個可以在高、低頻率解析度模式之間切換的可切換解析度的分析濾波器組28，並且在低頻率解析度模式24時，後面跟隨有一個暫態聚類分割單元25，然後在每個子帶中有一個可選的任意解析度的分析濾波器組26。
當暫態檢測器12沒有檢測到暫態存在時，可切換解析度的分析濾波器組28進入低時間解析度模式27，其確保高頻率解析度以實現高音頻信號編碼增益，具有強的音調分量。
當暫態檢測器12檢測到暫態存在時，可切換解析度的分析濾波器組28進入高時間解析度模式24。這確保了用良好的時間解析度來處理暫態以防止前向回聲。如此產生的子帶樣本如圖6中所示被暫態聚類分割部分25分成準穩態段。在以下討論中，術語″暫態段″等指的是這些準穩態段。這後面是每個子帶中的任意解析度的分析濾波器組26，其子帶個數等於每個子帶中每個暫態段的子帶樣本個數。
可切換解析度的分析濾波器組28能用可以在高、低頻率解析度模式之間切換其操作的任何濾波器組來實現。本發明的一個實施例採用了一對DCT，對應於低和高頻率解析度，其轉換長度分別為小和大。假定轉換長度為M，則類型4的DCT的子帶樣本被獲得為s(m,n)=2Mk=0M-1cos[M(k+0.5)(n+0.5)]x(mM+k)]]>其中，x(.)是輸入PCM樣本。其它形式的DCT可以用來代替類型4的DCT。
因為DCT傾向引起成塊效應，所以本發明的一個較好的實施例是採用改進的DCT(MDCT)
s(m,n)=2Mk=02M-1cos[M(k+0.5+M2)(n+0.5)]w(k)x(mM-M+k)]]>其中，w(.)是窗口函數。
窗口函數在每半個窗口中必須是功率對稱的w2(k)+w2(M-k)＝1 k＝0，...，M-1w2(k+M)+w2(2M-1-k)＝1 k＝0，...，M-1以便於保證理想的重建。
儘管滿足上述情況的任何窗口都可以被使用，但只有下列正弦窗口w(k)=sin[(k+0.5)2M]k=0,...,2M-1]]>具有良好的特性，即輸入信號中的直流分量被集中到第一變換係數。
為了當MDCT在高、低頻率模式或長、短窗口之間切換時能保持理想的重建，長、短窗口的重疊部分必須有相同的形狀。
依賴於輸入PCM樣本的瞬變特性，編碼器可以選擇一個長窗口(如圖5中的第一窗口61所示)，切換到一個短窗口序列(如圖5中的第四窗口64所示)，並返回。圖5中的長到短轉換的長窗口62和短到長轉換的長窗口63是橋接這類切換所需要的。當兩個暫態非常接近但不是接近到足以保證短窗口的連續應用時，圖5中長窗口65的短到短轉換是有用的。編碼器需要向解碼器傳送被用於每一幀的窗口類型，以便相同的窗口被用來重建PCM樣本。
短到短轉換的長窗口的優點是可以處理只間隔一幀的鄰近暫態。如在圖17的頂端67所示，先有技術的MDCT可以處理至少間隔兩幀的暫態。如在圖17的底部68所示，使用這個短到短轉換的長窗口可以將其減少到一幀。
本發明然後將執行暫態段25。通過利用二進位函數值從0到1或1到0的變化，暫態段可以由指示暫態位置的二進位函數或聚類分割邊界來表示。例如，圖6中的準穩態段可以被表示如下T(n)=0,n=0,1,2,3,41,n=5,6,7,8,90,n=10,11,12,13,14,15,16]]>注意，T(n)＝0不一定意味著音頻信號的能量在時間指數n時很高，反之亦然。在以下討論各處的函數T(n)被稱為″暫態段函數″等。由這個段函數攜帶的信息必須被直接或者間接地傳送到解碼器。編碼零-一遊程長度的遊程長度編碼是一個有效的選擇。對於上面的具體例子，T(n)可以用5、5和7的遊程長度代碼被傳送到解碼器。遊程長度代碼還可以被熵編碼。
暫態聚類分割部分25可以用任何已知的暫態聚類分割方法來實現。在本發明的一個實施例中，暫態聚類分割可以通過簡單地對暫態探測距離取閾值來完成。
閾值可以被設置為Threshold=kEmax+Emin2]]>其中，k是一個可調節的常數。
本發明的一個更高級的實施例是根據k均值聚類算法，其包括下列步驟1)暫態聚類分割函數T(n)被初始化，利用上述取閾值方法獲得的結果。
2)每一類的質心被計算 對於與T(n)＝0相關聯的類； 對於與T(n)＝1相關聯的類。
3)暫態聚類分割函數T(n)基於以下規則來分配 4)進到步驟2。
任意解析度的分析濾波器組26本質上是一個諸如DCT之類的變換，它的塊長等於每個子帶段中的樣本個數。假定在一幀內每個子帶都存在32個子帶樣本並且它們被分為(9、3、20)，則塊長為9、3和20的三個變換將被分別應用到三個子帶段中每一個的子帶樣本。在以下討論中，術語″子帶段″等指的是子帶內暫態段的子帶樣本。第m個子帶的最後段(9、3、20)的變換可以用類型4的DCT來說明如下u(m,n)=220k=020-1cos[20(k+0.5)(n+0.5)]s(m,12+k)]]>這個轉換將增加每個暫態段內的頻率解析度，所以可以期待一個良好的編碼增益。然而在許多情況下，編碼增益小於1或者太小，則有利的決策是丟棄這類變換結果並經由輔助信息通知解碼器這個決策。由於與輔助信息相關的開銷，如果是否丟棄轉換結果的決定是根據一組子帶段，則它可以改進總的編碼增益，即一個比特被用來為一組子帶段而不是每個子帶段傳送這個決策。
在以下討論中，術語″量化單元″等指的是屬於相同心理聲學臨界頻帶和暫態段內的一組相連的子帶樣本。量化單元可以是用於上述決策制定的子帶段的一個良好分組。如果這個被使用，則對量化單元中所有的子帶段來計算總編碼增益。如果編碼增益大於1或某些其它的較高閾值，則為量化單元中所有的子帶段保留轉換結果。否則，該結果被丟棄。只需用一個比特向解碼器傳送這個用於量化單元中所有子帶段的決策。
可切換濾波器組+ADPCM如圖4中所示，它基本上與圖3中的相同，只不過任意解析度的分析濾波器組26被ADPCM29所替代。是否應用ADPCM的決定又是根據諸如量化單元之類的一組子帶段，以便於降低輔助信息的成本。該組子帶段甚至可以共享一組預測係數。在此處可以使用量化預測係數的已知方法，比如包括LAR(對數面積比)、IS(反正弦)以及LSP(線譜對)。
三模式可切換的濾波器組不同於只有高、低解析度模式的常見可切換濾波器組，這個濾波器組可以在高、中、低解析度模式之間切換其操作。高、低頻率解析度模式分別是用於穩態和暫態幀，而且遵循與雙模式可切換濾波器組相同的一類原則。中間解析度模式的主要意圖是向暫態幀內的穩態段提供較好的頻率解析度。因此，在一個暫態幀內，低頻率解析度模式被用於暫態段，而中間解析度模式被用於該幀的剩餘部分。不同於先有技術，對於單個幀的音頻數據，本發明可切換濾波器組以兩個解析度模式操作。中間解析度模式還可以被用來處理具有平滑暫態的幀。
在以下討論中，術語″長塊″等指的是濾波器組在每個時刻在高頻率解析度模式下輸出的一個樣本塊術語″中塊″等指的是濾波器組在中頻解析度模式下每個時刻輸出的一樣本塊；術語″短塊″等指的是濾波器組在低頻率解析度模式下每個時刻輸出的一樣本塊。三種幀可以用這三種定義被描述如下●濾波器組以高頻率解析度模式操作來處理的穩態幀，這類幀中的每一幀通常包括一個或多個長塊；●濾波器組以高、中時間解析度模式操作來處理的具有暫態的幀，這類幀中的每一幀都包括幾個中塊和幾個短塊，所有短塊的樣本總數等於一個中塊的樣本總數；
●濾波器組以中間解析度模式下操作來處理的具有平滑暫態的幀，這類幀中的每一幀都包括幾個中塊。
這個新方法的優點在圖8中被示出。圖8基本上與圖7相同，只不過原先在圖7中在低頻率解析度模式下處理的許多段(141、142和143)現在由中頻率解析度模式來處理。因為這些段是穩態的，所以中頻率解析度模式顯然比低頻率解析度模式更加匹配，因此可以期待較高的編碼增益。
本發明的一個實施例採用具有小、中、大塊長的三元組DCT，分別對應於低、中、高頻率的解析度模式。
本發明的一個較好實施例(無成塊效應)採用具有小、中、大的塊長的三元組MDCT。由於引入了中間解析度模式，除了圖5中的窗口類型之外還提供了圖9中所示的窗口類型。這些窗口被描述如下●中窗口151；●長到中轉換的長窗口152作為一個長窗口，其橋接從長窗口到中窗口的轉換。
●中到長轉換的長窗口153作為一個長窗口，其橋接從中窗口到長窗口的轉換。
●中到中轉換的長窗口154作為一個長窗口，其橋接從中窗口到另一個中窗口的轉換。
●中到短轉換的中窗口155作為一個中窗口，其橋接從中窗口到短窗口的轉換。
●短到中轉換的中窗口156作為一個中窗口，其橋接從短窗口到中窗口的轉換。
●中到短轉換的長窗口157作為一個長窗口，其橋接從中窗口到短窗口的轉換。
●短到中轉換的長窗口158作為一個長窗口，其橋接從短窗口到中窗口的轉換。
注意類似於圖5中短到短轉換的長窗口65，中到中轉換的長窗口154、中到短轉換的長窗口157、和短到中轉換的長窗口158可使三模式MDCT處理間隔一幀的暫態。
圖10示出窗口序列的一些例子。161舉例說明了這個實施例用中解析度167處理慢暫態的能力，而162到166說明了向暫態分配精細的時間解析度168、向同一幀內的穩態段分配中時間解析度169、和向穩態幀分配高頻率解析度170的能力。
常見的和/差編碼方法14可以在這裡被應用。例如，一個簡單使用方法如下和聲道＝0.5(左聲道+右聲道)和聲道＝0.5(左聲道+右聲道)常見的聯合強度編碼方法15可以在這裡被應用。一個簡單的方法可以是●用源和聯合聲道的和來替換源聲道。
●將其調整為與量化單元內的原始源聲道相同的能量級●丟棄量化單元內聯合聲道的子帶樣本，只把比例因子(被稱為″引導向量″或本發明中的″比例因子″)的量化指數傳送到解碼器，其被定義為 諸如對數之類的引導向量的非均勻量化將被用來匹配人耳的聽覺特性。熵編碼可以被應用於引導向量的量化指數。
為了避免源和聯合聲道在它們的相位差接近180度的情況下的抵消效應，可以在它們被合計形成聯合聲道時應用極性和聲道＝源聲道+極性·聯合聲道極性還必須被傳送到解碼器。
心理聲學模型23基於人耳的聽覺特性來計算音頻樣本的當前輸入幀的掩蔽閾值，低於掩蔽閾值的量化噪聲不太可能被聽到。在這裡可以使用任何常見的心理聲學模型，但是本發明要求它的心理聲學模型對每個量化單元都輸出一個掩蔽閾值。
全局比特分配器16全局地向每個量化單元分配一幀可用的比特資源，以便每個量化單元中的量化噪聲功率低於其各自的掩蔽閾值，它通過調節其量化步長來控制每個量化單元的量化噪聲功率。量化單元內的所有子帶樣本都用相同的步長來量化。
在這裡可以採用所有已知的比特分配方法。這類方法之一是有名的Water Filling算法。它的基本思想是發現其QNMR(量化噪聲掩蔽比)最高的量化單元，並減少分配給該量化單元的步長以降低量化噪聲。它重複這個處理直到所有量化單元的QNMR都小於1(或任何其它的閾值)或當前幀的比特資源耗盡為止。
量化步長本身必須被量化以使其可以被打包到比特流中。諸如對數之類的非均勻量化將被用來匹配人耳的聽覺特性。熵編碼可以被應用於步長的量化指數。
本發明使用全局比特分配16提供的步長來量化每個量化單元17內的所有子帶樣本。在這裡可以應用所有的線性或非線性的、均勻或非均勻的量化方案。
只有在當前幀中存在暫態時，才可以選擇性地調用交錯18。讓x(m，n，k)是第m個準穩態段和第n個子帶中的第k個量化指數。(m，n，k)通常是量化指數被排列的順序。交錯單元18重新排序量化指數以便它們被排列為(n，m，k)。這樣做的動機是量化指數的從新排列可以使得這些編碼指數所需的比特數比不交錯指數時少。是否調用交錯的決策需要作為輔助信息傳送到解碼器。
在先前的音頻編碼算法中，熵碼書的應用範圍與量化單元相同，所以熵碼書由量化單元內的量化指數來確定(參見圖11的頂端)。因此沒有用於優化的空間。
本發明在這方面是完全不同的。它在進行到碼書選擇時忽略了量化單元的存在。相反，它把最佳碼書分配給每個量化指數19，因此本質上把量化指數轉換成了碼書指數。然後，它把這些碼書指數分成較大的段，而段邊界定義了碼書應用的範圍。顯然，這些碼書應用範圍與由量化單元確定的範圍相差懸殊。它們僅僅是基於量化指數的品質，因而所選擇的碼書更適合量化指數。因此，只需要較少的比特把量化指數傳送到解碼器。
這個方法對比於先前技術的優點在圖11中被說明。讓我們看看圖中最大的量化指數。它屬於量化單元d並且利用先前的方法要選擇一個大碼書，這個大碼書顯然不是最佳的，因為量化單元d中的大多數指數要小得多。另一方面，通過使用本發明的新方法，相同的量化指數被分成段C，所以它與其它的大量化指數共享一個碼書。此外，段D中的所有量化指數都很小，所以一個小碼書將被選擇。因此，需要較少比特來編碼量化指數。
現在參見圖12，先有技術的系統只須把碼書指數作為輔助信息傳送到解碼器，因為它們的應用範圍與預定的量化單元相同。然而，本發明的方法除了傳送碼書指數之外還需要把碼書應用範圍作為輔助信息傳送到解碼器，因為它們獨立於量化單元。如果處理不當，則這個額外開銷可能會以更多的比特用於整個輔助信息和量化指數而結束。因此，把碼書指數分成大的段對於控制這個開銷來說是相當關鍵的，因為大段意味著較少個數的碼書指數及其應用範圍需要被傳送到解碼器。
本發明的一個實施例用下列步驟來完成這個碼書選擇的新方案1)把量化指數分塊成區組，每個區組包括P個量化指數。
2)確定每個區組最大碼書需求。對於對稱量化器來說，這通常由每個區組內最大的絕對量化指數來表示
Imax(n)=maxk=0P-1|I(nP+k)|,]]>n∈{所有區組}其中I(.)是量化指數；3)把最小碼書分配給那個可以容納最大碼書需求的區組 4)通過把那些碼書指數比其近鄰小的孤立的小塊區域的碼書指數提升到其近鄰的碼書指數的最小值的方法而把這些孤立的小塊區域清除掉。這在圖12中由映射71到72、73到74、77到78以及79到80來說明。深入對應於零量化指數的碼書指數中的孤立的小塊區域可以從這個處理中被除去，因為這個碼書指示沒有代碼需要被傳送。這在圖12中被描述為75到76的映射。這個步驟明顯地降低了需要被傳送到解碼器的碼書指數的個數及其應用範圍。
本發明的一個實施例採用遊程長度代碼來編碼碼書應用範圍，並且遊程長度代碼還可以用熵代碼來編碼。
所有的量化指數都用由熵碼書選擇器19確定的碼書和和它們各自的應用範圍來編碼20。
熵編碼可以用各種哈夫曼碼書來實現。當一個碼書中的量化級數很小時，多個量化指數被歸集(blocked)到一起以形成一個大的哈夫曼碼書。當量化級的個數(number of quantization levels)太大時(例如超過200)，則採用遞歸索引。對此，一個大的量化指數q被表示為q＝m·M+r
其中，M是模，m是商，而r是餘數。只有m和r需要被傳送到解碼器。它們中的一個或其兩者都可以用哈夫曼碼來編碼。
熵編碼可以用各種各樣的算術碼書來實現。當量化級個數太大時(例如超過200)，遞歸索引也將被使用。
其它類型的熵編碼也可以被用於上述的哈夫曼和算術編碼。
不經過熵編碼而直接打包全部或部分量化指數也是一個好的選擇。
因為量化指數的統計特性在可變解析度濾波器組採用低和高解析度模式時明顯不同，所以本發明的一個實施例採用兩個熵碼書庫來分別在這兩個模式下編碼量化指數。第三個庫可以被用於中間解析度模式，它還可以與高或低解析度模式共享這個庫。
本發明把所有量化指數和其它的輔助信息多路復用21成一個完整的比特流。輔助信息包括量化步長、採樣率、揚聲器配置、幀長、準穩態段的長度、熵碼書的代碼等。諸如時間碼之類的其它輔助信息也可以被打包在比特流中。
先有技術的系統需要把每個暫態段的量化單元個數傳送到解碼器，因為量化步長的解包、量化指數的碼書、和量化指數自身都取決於此。然而在本發明中，因為量化指數碼書及其應用範圍的選擇由熵碼書選擇19的專門方法從量化單元中分離出(decouple)，比特流可以用如此的方法來構成，即量化指數可以在需要量化單元的個數之前被解包。一旦量化指數被解包，它們就能被用來重建量化單元的個數。這將在解碼器中來解釋。
有了上述考慮，本發明的一個實施例在使用半混合濾波器組或可切換濾波器組+ADPCM時使用一個如圖16中所示的比特流結構，它本質上包括以下部分●同步字81指示音頻數據幀的開始；●幀頭82包括音頻信號的相關信息，比如採樣率、正常的聲道數、LFE(低頻效應)聲道數、揚聲器配置等；●聲道1、2、...、N、83、84、85每個聲道的所有音頻數據都在此被打包；●輔助數據86包括諸如時間碼之類的輔助數據；●錯誤檢測87誤差檢測碼在這裡被插入以檢測當前幀中出現的差錯，以便於差錯處理程序能夠在檢測到比特流差錯時啟動；每個聲道的音頻數據還被構造如下●窗口類型90指示諸如圖5中所示之類的窗口被用於編碼器以便解碼器能夠使用相同的窗口；●暫態位置91隻用於暫態的幀，它指示每個暫態段的位置。如果遊程長度代碼被使用，則這是每個暫態段的長度被打包的位置；●交錯決策92一個比特，只在暫態幀中，指示是否交錯每個暫態段的量化指數以便於解碼器知道是否要去交錯量化指數；●碼書指數和應用範圍93它把所有的關於熵碼書及對量化指數的應用範圍的信息傳送，它包括以下部分
○碼書個數101傳送當前聲道的每個暫態段的熵碼書個數；○應用範圍102按照量化指數或區組來傳送每個熵碼書的應用範圍，它們還可以用熵代碼來編碼；○碼書指數103把這個指數傳送到熵碼書，它們還可以進一步用熵代碼來編碼；●量化指數94傳送用於當前聲道所有量化指數的熵代碼；●量化步長95把指數傳送到用於每個量化單元的量化步長，它還可以用熵代碼來編碼。如先前所解釋的，步長指數的個數、或量化單元的個數將如49中所示由解碼器從量化指數中重建；●任意解析度的濾波器組決策96一個比特用於每個量化單元，它只出現在可切換解析度的分析濾波器組28採取低頻率解析度模式時，指示解碼器是否要對量化單元內的所有子帶段執行任意解析度的濾波器組重建(51或55)；●和/差編碼決定97一個比特用於被和/差編碼的量化單元中的一個。它是可選擇的並且只出現在採用和/差編碼時，它指示解碼器是否要執行和/差解碼47；●聯合強度編碼決策和引導向量98它傳送關於解碼器是否要進行聯合強度解碼的信息，它是可選擇的並且只用於被聯合強度編碼的聯合聲道的量化單元，並且只出現在編碼器採用聯合強度編碼時，它包括以下部分○決策121每個聯合量化單元一個比特，向解碼器指示是否要對量化單元中的子帶樣本進行聯合聲道解碼；○極性122每個聯合量化單元一個比特，表示聯合聲道相對於源聲道的極性 ○引導向量123每個聯合量化單元一個比例因子，它可以被熵編碼；●輔助數據99包括諸如動態範圍控制之類的輔助信息。
當三模式可切換的濾波器組被使用時，比特流結構本質上與上述相同，除了●窗口類型90指示哪一個窗口諸如圖5和圖9中所示窗口用於編碼器以便於解碼器能夠使用相同的窗口。注意，對於具有暫態的幀來說，這個窗口類型只涉及幀中的最後一個窗口，因為其餘的窗口能夠從這個窗口類型、暫態位置以及最後幀中使用的最後窗口來推斷；●暫態位置91隻出現在具有暫態的幀的情況下。它首先指示這個幀是否具有慢暫態171。如果不是，則它按照中塊172並然後按照短塊173來指示暫態位置；●任意解析度的濾波器組決策96它是不相干的，因此未被使用。
解碼器本發明的解碼器基本上實現了編碼器的逆處理，它在圖13中被示出並被解釋如下。
一個多路解復用器41從比特流中解碼出量化指數，以及如量化步長、採樣率、揚聲器配置和時間碼等之類的輔助信息，。當諸如哈夫曼碼之類的前綴熵代碼被使用時，這個步驟是一個結合了熵解碼的單一步驟。
量化指數碼書解碼器42從比特流中解碼量化指數的熵碼書及其各自的應用範圍。
熵解碼器43基於由量化指數碼書解碼器42提供的熵碼書及其各自的應用範圍從比特流中解碼量化指數。
去交錯44隻有在當前幀中存在暫態時才被選擇性地採用。如果從比特流解包的決策比特指示交錯18在編碼器中被調用過，則去交錯量化指數。否則，不做任何修改地傳遞量化指數。
本發明從每個暫態段49的非零量化指數中重建量化單元的個數。讓q(m，n)是對於第m個暫態段的第n個子帶的量化指數(如果幀中不存在暫態，則只存在一個暫態段)，找出每個暫態段m的具有非零量化指數的最大子帶Bandmax(m)=maxn{n|q(m,n)0}]]>回想一下，量化單元是由在頻率中的臨界頻帶和時間上的暫態段定義的，因此每個暫態段的量化單元個數是能夠容納Bandmax(m)的最小臨界頻帶。讓頻帶(Cb)是第Cb個臨界頻帶的最大子帶，每個暫態段m的量化單元數可表示如下
N(m)=minCb{Cb|Band(Cb)Bandmax(m)}]]>量化步長解包50從比特流中解包每個量化單元的量化步長。
逆量化45利用每個量化單元的各個量化步長從量化指數中重建子帶樣本。
如果比特流指示編碼器中調用過聯合強度編碼15，則聯合強度解碼46從源聲道複製子帶樣本並將其乘以極性和引導向量以重建聯合聲道的子帶樣本聯合聲道＝極性·引導向量·源聲道如果比特流指示和/差編碼14在編碼器中被調用過，則和/差解碼器47從和/差聲道中重建左右聲道。對應於在和/差編碼14中所解釋的和/差編碼例子，左右聲道能夠被重建為左聲道＝和聲道+差聲道右聲道＝和聲道-差聲道本發明的解碼器結合了一個可變解析度的合成濾波器組48，其實質上是用來編碼信號的分析濾波器組的逆裝置。
如果三模式可切換解析度的分析濾波器組被用於編碼器，則其對應的合成濾波器組的操作被唯一地確定並要求相同的窗口序列用於合成處理。
如果半混合濾波器組或可切換濾波器組+ADPCM被用於編碼器，則解碼過程被描述如下●如果比特流指示當前幀是用可切換解析度的分析濾波器組28以高頻率解析度模式來編碼的，則可切換解析度的合成濾波器組54因此進入高頻率解析度模式並且從子帶樣本中重建PCM樣本(見圖14和圖15)。
●如果比特流指示當前幀是用可切換解析度的分析濾波器組28以低頻率解析度模式來編碼的，則子帶樣本首先被送到任意解析度的合成濾波器組51(圖14)或逆ADPCM55(圖15)，並且這取決於編碼器中哪一個被使用了，然後完成它們各自的合成處理。然後，PCM樣本由可切換解析度的合成濾波器組以低頻率解析度模式53從這些合成的子帶樣本中重建。
合成濾波器組52、51和55分別是分析濾波器組28、26和29的逆裝置。它們的結構與操作處理由分析濾波器組來唯一地確定。因此，無論在編碼器中使用什麼分析濾波器組，其對應的合成濾波器組必須被用於解碼器。
低編碼延遲模式當可切換解析度的分析濾波器組的高頻率解析度模式被編碼器禁止時，幀長可以隨後被減小到低頻模式下的可切換解析度的濾波器組的塊長或其整數倍，這產生了一個小得多的幀長，導致編碼器和解碼器操作所需的小得多的延遲。這就是本發明的低編碼延遲模式。
儘管若干實施例已經為了舉例的目的被詳細描述，然而在不脫離本發明的範圍和精神的前提下可以做出不同的修改。因此，本發明只被附加的權利要求所限制。
權利要求
1.一個用於編碼多聲道數字音頻信號的方法，包括下列步驟把輸入的PCM樣本分成準穩態幀；把PCM樣本轉換成子帶樣本；通過在子帶樣本中創建塊量化邊界來創建眾多的量化指數；提供預設計好的碼書庫；基於量化指數的局部特性把碼書分配給多組量化指數，從而使碼書應用範圍與塊量化邊界無關；對碼書指數及其各自的應用範圍進行編碼；和創建一個用於存儲或發送的完整的編碼數據流。
2.權利要求1的方法，其中，上述碼書分配步驟包括通過把可容納量化指數的最小可用碼書分配給每個量化指數，從而把量化指數轉換成碼書指數。
3.權利要求2的方法，其中，準穩態幀的持續時間在2到50毫秒之間。
4.權利要求1的方法，其中，上述轉換步驟包括使用一個可有選擇地在高、低頻率解析度模式之間切換的解析度濾波器組。
5.權利要求4的方法，包括檢測暫態的步驟，並且當沒有檢測到暫態時使用高頻率解析度模式；和當檢測到暫態時，切換到低頻率解析度模式。
6.權利要求5的方法，其中，隨著把解析度濾波器組切換到低頻率解析度模式，子帶樣本被聚類分割成穩態段。
7.權利要求6的方法，包括使用一個任意解析度的濾波器組或自適應差分脈碼調製(ADPCM)來修整每個穩態段的頻率解析度。
8.權利要求7的方法，其中，解析度濾波器組被配置成包括一個長窗口，用於橋接從短窗口立即到另一個短窗口的轉換，以便於處理只間隔一個長窗口的暫態。
9.權利要求1的方法，其中，上述轉換步驟包括步驟使用一個可有選擇地在高、低、和中頻率解析度模式之間切換的解析度濾波器組，以便當檢測到暫態時可以在單幀中採用多個解析度。
10.權利要求9的方法，其中，解析度濾波器組被配置成包括一個窗口，用於橋接從一個更短窗口立即到另一個更短窗口的轉換，以便於處理只間隔一個這類窗口的暫態。
11.權利要求1的方法，其中，創建多個量化指數的步驟包括使用由把比特資源分配到多組子帶樣本中的比特分配器所提供的量化步長，以使量化噪聲功率低於一個掩蔽閾值。
12.權利要求1的方法，包括一個計算噪聲掩蔽閾值的步驟。
13.權利要求12的方法，其中，計算步驟用一個心理聲學模型來執行。
14.權利要求1的方法，包括把左右聲道對的子帶樣本轉換到和差聲道對。
15.權利要求14的方法，其中，轉換步驟用一個和/差編碼器來執行。
16.權利要求1的方法，包括對比源聲道來提取聯合聲道的強度比例因子，把聯合聲道合併到源聲道，並且丟棄聯合聲道的所有的相關子帶樣本。
17.權利要求16的方法，其中，提取和合併步驟用一個聯合強度編碼器來執行。
18.權利要求1的方法，包括當幀中存在暫態時從新排列量化指數以降低比特總數。
19.權利要求1的方法，包括提供一個遊程長度編碼器，用於編碼碼書的應用邊界。
20.權利要求1的方法，包括當檢測到暫態時應用一個暫態聚類分割算法。
全文摘要
一種低比特率的數字音頻編碼系統，包括一個編碼器，基於量化指數的局部特性而把碼書分配到多組量化指數，從而使碼書應用範圍與量化邊界無關。本發明還包括一個解析度濾波器組或三模式解析度濾波器組，如當在一幀中檢測到暫態時，其可有選擇地在高、低頻率解析度模式或高、低和中模式之間切換。這樣得到的多聲道音頻信號具有極大地降低的比特率，用於有效的發送或存儲。解碼器實質上是編碼器的逆向結構和方法，產生一個聽覺上不能與原始信號區分開的被還原的音頻信號。
文檔編號H03M7/30GK101055721SQ20071010514
公開日2007年10月17日 申請日期2005年9月7日 優先權日2004年9月17日
發明者遊餘立 申請人:廣州廣晟數碼技術有限公司