佔空比檢測電路和佔空比檢測方法與流程

2023-04-29 22:08:01

本發明涉及電子電路技術領域，更具體地，涉及佔空比檢測電路和佔空比檢測方法。

背景技術：

脈衝寬度調製(pulsewidthmodulation,pwm)技術是利用微處理器提供的脈衝信號對模擬電路進行控制的一種非常有效的技術，目前被廣泛地應用於功率控制與變換、測量以及通信等眾多領域中。

在pwm技術中，脈衝信號的佔空比是脈衝信號的重要信息，因此需要設計電路對脈衝信號的佔空比進行檢測。在傳統的針對脈衝信號的佔空比檢測電路中，通常利用電阻-電容網絡對脈衝信號進行濾波以將脈衝信號還原為能夠表徵脈衝信號的佔空比的模擬信號。

圖1示出了傳統的佔空比檢測電路的結構示意圖。如圖1所示，傳統的佔空比檢測電路100直接利用電阻r0和電容c0對脈衝信號vpwm進行濾波以得到輸出信號vout，從而時間將脈衝信號vpwm的佔空比d轉換成的直流電壓的過程。然而，當脈衝信號的頻率較低時，例如當脈衝信號vpwm的頻率等於1khz時，電阻r0和電容c0產生的時間常數需要達到5ms級別，假設電壓r0的阻值取為5mω，那麼電容c0的容值需要達到1nf，然而這種容值的電容無法集成到晶片內部，需要將電容外置，同時對晶片增設額外的管腳以用於與外置電容相接，不僅提高了電路連接的複雜程度，還增大了佔空比檢測電路的面積。

技術實現要素：

鑑於上述問題，本發明的目的在於提供一種佔空比檢測電路和佔空比檢測方法，能夠對低頻率的脈衝信號的佔空比進行檢測而無需採用外置電容，從而得到用於表徵被檢測的脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。

根據本發明的一方面，提供了一種針對脈衝信號的佔空比檢測電路，其特徵在於，包括：開關單元，其用於根據所述脈衝信號的電平狀態選擇第一電壓和第二電壓之一作為參考電壓；跨導放大器，與所述開關單元相連接，其用於根據所述參考電壓與輸出電壓的反饋信號之間的差值產生誤差電流；電容，與所述跨導放大器相連接，其用於對所述誤差電流積分以獲得積分電壓；以及輸出單元，與所述電容和所述跨導放大器相連接，其用於根據所述積分電壓產生所述輸出電壓和所述反饋信號，所述輸出電壓表徵所述脈衝信號的佔空比，所述反饋信號表徵所述輸出電壓的大小。

優選地，所述脈衝信號的電平狀態包括第一電平狀態和第二電平狀態，所述開關單元包括：第一開關，與所述跨導放大器相連接，其用於在所述脈衝信號為所述第一電平狀態時導通、在所述脈衝信號為所述第二電平狀態時關斷，所述第一開關的第一通路端接收所述第一電壓；第二開關，與所述跨導放大器相連接，其用於在所述脈衝信號為所述第二電平狀態時導通、在所述脈衝信號為所述第一電平狀態時關斷，所述第二開關的第一通路端接收所述第二電壓，所述第一開關的第二通路端和所述第二開關的第二通路端相連並提供所述參考電壓。

優選地，所述第一電壓等於基準電壓，所述第二電壓等於0。

優選地，所述開關單元還包括反相器，所述第一開關的控制端和所述反相器的輸入端接收所述脈衝信號，所述反相器輸出所述脈衝信號的反相信號，所述第二開關的控制端與所述反相器的輸出端相連以接收所述反相信號。

優選地，所述第一開關和所述第二開關由電晶體實現。

優選地，所述反饋信號等於所述輸出電壓或等於所述輸出電壓與反饋係數的乘積，其中反饋係數大於1或小於1。

優選地，所述跨導放大器的正相輸入端接收所述參考信號，所述跨導放大器的反相輸入端接收所述反饋信號，所述跨導放大器的輸出端提供所述誤差電流。

優選地，所述電容的第一端與所述跨導放大器的輸出端相連以接收所述誤差電流並提供所述積分電壓，所述電容的第二端接地或接收設定電壓。

優選地，所述輸出單元包括第二放大器，所述第二放大器用於按一定比例放大所述積分電壓並根據放大後的所述積分電壓產生所述輸出電壓。

優選地，所述第二放大器還用於提供直流偏移量，放大後的所述積分電壓與所述直流偏移量之差等於所述輸出電壓。

優選地，所述輸出單元包括：計數模塊，與所述電容相連接，其用於產生計數值，當所述積分電壓上升一個單位量時，所述計數值加一，當所述積分電壓降低一個所述單位量時，所述計數值減一；數模轉換模塊，與所述計數模塊相連接，其用於根據所述計數值產生所述輸出電壓。

優選地，所述輸出單元還包括復位模塊，所述復位模塊與所述電容相連接，所述復位模塊用於當所述積分電壓上升至第三電壓時將所述積分電壓復位至復位電壓，並當所述積分電壓下降至第四電壓時將所述積分電壓復位至所述復位電壓。

優選地，所述單位量等於所述第三電壓與所述第四電壓之差的二分之一。

優選地，所述復位電壓等於所述第三電壓和所述第四電壓的平均值。

優選地，所述計數模塊包括：第一比較器，其正相輸入端與所述電容相連以接收所述積分電壓，其反相輸入端接收所述第三電壓，其輸出端提供第一觸發信號；第二比較器，其正相輸入端與所述電容相連以接收所述積分電壓，其反相輸入端接收所述第四電壓，其輸出端提供第二觸發信號；第一脈衝發生器，與所述第一比較器的輸出端相連以接收所述第一觸發信號，其用於根據所述第一觸發信號產生加法計數信號，當所述第一觸發信號出現上升沿時，所述加法計數信號中出現有效脈衝；第二脈衝發生器，與所述第二比較器的輸出端相連以接收所述第二觸發信號，其用於根據所述第二觸發信號產生減法計數信號，當所述第二觸發信號出現下降沿時，所述減法計數信號中出現有效脈衝；計數器，與所述第一脈衝發生器和所述第二脈衝發生器相連接以接收所述加法計數信號和所述減法計數信號，其用於提供所述計數值，並當所述加法計數信號中出現有效脈衝時將所述計數值加一、當所述減法計數信號中出現有效脈衝時將所述計數值減一。

優選地，所述復位模塊包括：第三開關，其第一通路端接收所述復位電壓，其第二通路端與所述電容相連以控制所述積分電壓，其控制端與所述第一脈衝發生器相連以接收所述加法計數信號，當所述加法計數信號出現有效脈衝時，所述第三開關導通；第四開關，其與所述第三開關並聯，其控制端與所述第二脈衝發生器相連以接收所述減法計數信號，當所述減法計數信號出現有效脈衝時，所述第四開關導通。

根據本發明實施例的佔空比檢測電路利用開關單元、跨導放大器、電容以及輸出單元構成閉環結構以實現脈衝信號的佔空比檢測，尤其是能夠實現對極低頻脈衝信號的佔空比檢測，最終輸出用於表徵脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。佔空比檢測電路僅需採用小容值的可以被集成的電容，因此無需外置電容，從而無需針對外置電容設置額外的管腳，不僅在應用過程中連接方便，還能夠減小佔空比檢測電路的面積。同時，本發明實施例的佔空比檢測電路的線路簡單且易於集成，能夠對低頻的脈衝信號的佔空比進行檢測。

根據本發明的另一方面，還提供了一種針對脈衝信號的佔空比檢測方法，其特徵在於，包括：根據所述脈衝信號的電平狀態選擇第一電壓和第二電壓之一作為參考電壓；根據所述參考電壓與輸出電壓的反饋信號之間的差值產生誤差電流；對所述誤差電流積分以獲得積分電壓；以及根據所述積分電壓產生所述輸出電壓和所述反饋信號，其中，所述輸出電壓表徵所述脈衝信號的佔空比，所述反饋信號表徵所述輸出電壓的大小。

優選地，根據所述脈衝信號的電平狀態選擇第一電壓和第二電壓之一作為參考電壓的步驟包括：當所述脈衝信號的電平狀態為第一電平狀態時，選擇所述第一電壓作為所述參考電壓；當所述脈衝信號的電平狀態為第二電平狀態時，選擇所述第二電壓作為所述參考電壓。

優選地，所述第一電壓等於基準電壓，所述第二電壓等於0。

優選地，根據所述參考電壓與輸出電壓的反饋信號之間的差值產生誤差電流的步驟包括：當所述輸出電壓小於所述參考電壓時，利用所述誤差電流進行充電使得所述積分電壓增大；當所述輸出電壓大於等於所述參考電壓時，利用所述誤差電流放電使得所述積分電壓減小。

優選地，根據所述積分電壓產生所述輸出電壓和所述反饋信號的步驟包括：按一定比例放大所述積分電壓；根據放大後的所述積分電壓產生所述輸出電壓；根據所述輸出電壓產生所述反饋信號。

優選地，根據放大後的所述積分電壓產生所述輸出電壓的步驟包括：將放大後的所述積分電壓與所述直流偏移量之差作為所述輸出電壓。

優選地，根據所述積分電壓產生所述輸出電壓和所述反饋信號的步驟包括：根據所述積分電壓產生計數值；將所述計數值轉換為所述輸出電壓；根據所述輸出電壓產生所述反饋信號。

優選地，根據所述積分電壓產生計數值的步驟包括：當所述積分電壓上升一個單位量時，將所述計數值加一；當所述積分電壓下降一個所述單位量時，將所述計數值減一。

優選地，所述單位量等於第三電壓與第四電壓之差的二分之一，當所述積分電壓上升至所述第三電壓或下降至所述第四電壓時，將所述積分電壓復位至復位電壓，所述復位電壓等於所述第三電壓與所述第四電壓的平均值。

優選地，根據所述輸出電壓產生所述反饋信號的步驟包括：將所述輸出電壓直接作為所述反饋信號輸出，或將所述輸出電壓與反饋係數的乘積作為所述反饋信號輸出，其中所述反饋係數大於1或小於1。

根據本發明實施例的佔空比檢測方法能夠實現脈衝信號的佔空比檢測，尤其是能夠實現對極低頻脈衝信號的佔空比檢測，最終輸出用於表徵脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。並且由於本發明實施例中的佔空比檢測方法僅需採用小容值的可以被集成的電容，因此無需外置電容，使得用於實現該方法的佔空比檢測電路易於集成、連接方便、並具有較小的面積。

附圖說明

通過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其他目的、特徵和優點將更為清楚。

圖1示出了傳統的佔空比檢測電路的結構示意圖。

圖2示出本發明第一實施例的佔空比檢測電路的結構示意圖。

圖3a示出本發明第一實施例的一種開關單元的示意性電路圖。

圖3b示出本發明一種替代實施例的開關單元的示意性電路圖。

圖4a示出本發明第一實施例的輸出單元的結構示意圖。

圖4b示出本發明的一種替代實施例的輸出單元的結構示意圖。

圖4c示出本發明第二實施例的佔空比檢測電路中輸出單元的結構示意圖。

圖4d示出本發明第三實施例的佔空比檢測電路中輸出單元的結構示意圖。

圖5示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法的流程示意圖。

圖6示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法中步驟s330的一種流程示意圖。

圖7示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法中步驟s330的另一種流程示意圖。

具體實施方式

以下將參照附圖更詳細地描述本發明的各種實施例。在各個附圖中，相同的元件採用相同或類似的附圖標記來表示。為了清楚起見，附圖中的各個部分沒有按比例繪製。

本發明可以各種形式呈現，以下將描述其中一些示例。

圖2示出本發明第一實施例的佔空比檢測電路的結構示意圖。

如圖2所示，本發明第一實施例的佔空比檢測電路200包括開關單元210、跨導放大器220、電容c1以及輸出單元230。佔空比檢測電路200用於通過檢測脈衝信號vpwm的佔空比d獲得輸出信號vout，其中輸出信號vout跟隨脈衝信號vpwm的佔空比d的變化而變化。

開關單元210用於根據脈衝信號vpwm的電平狀態選擇第一電壓v1和第二電壓v2之一作為參考電壓vp。由於脈衝信號vpwm通常為方波信號，因此脈衝信號vpwm的電平狀態為高電平或低電平。當脈衝信號vpwm的電平狀態為高電平時，開關單元210輸出的參考電壓vp等於第一電壓v1；當脈衝信號vpwm的電平狀態為低電平時，開關單元210輸出的參考電壓vp等於第二電壓v2。具體地，第一電壓v1例如來源於基準電壓模塊產生的基準電壓，第二電壓v2優選為0v。

跨導放大器220用於根據參考電壓vp和輸出電壓vout的反饋信號vbf之間的差值產生誤差電流ie。具體地，跨導放大器220正相輸入端接收參考電壓vp，其反相輸入端接收反饋信號vbf，其輸出端提供誤差電流ie，該誤差電流ie＝gm*(vp-vbf)，其中gm為跨導放大器220的跨導。當脈衝信號vpwm為高電平時，誤差電流ie＝gm*(v1-vbf)；當脈衝信號vpwm為低電平時，誤差電流ie＝gm*(v2-vbf)。跨導gm的大小決定了輸出電壓vout的紋波電壓大小。

電容c1用於對誤差電流ie進行積分以得到積分電壓vc。具體地，電容c1連接在跨導放大器220的輸出端和地(或其他的設定電壓)之間，誤差電流ie對電容c1的上極板進行充放電以積分得到積分電壓vc。

輸出單元230用於根據積分電壓vc產生輸出電壓vout和輸出電壓vout的反饋信號vbf，其中，反饋信號vbf用於表徵輸出電壓vout的大小。在一些實施例中，反饋信號vbf等於輸出電壓vout，在另一些實施例中，反饋信號vbf可以等於輸出電壓vout與反饋係數q的乘積，其中反饋係數q大於1或小於1。

下面以兩種開關單元的電路為例對開關單元210進行詳細說明。

圖3a示出本發明第一實施例的一種開關單元的示意性電路圖。

如圖3a所示，開關單元210包括第一開關k1和第二開關k2。其中，第一開關k1的第一端接收第一電壓v1，第二開關k2的第一端接收不同於第一電壓的第二電壓v2，第一開關k1的第二端和第二開關k2的第二端相連並提供參考電壓vp。當脈衝信號vpwm為高電平時，第一開關k1導通而第二開關k2關斷，此時參考電壓vp等於第一電壓v1；當脈衝信號vpwm為低電平時，第二開關k2導通而第一開關k1關斷，此時參考電壓vp等於第二電壓v2。

在本實施例中，如圖3a所示，第一開關k1的控制端和第二開關k2的控制端均受控於脈衝信號vpwm。具體地，第一開關k1例如由n溝道場效應電晶體實現，第二開關k2例如由p溝道場效應電晶體實現。

圖3b示出本發明一種替代實施例的開關單元的示意性電路圖。

作為開關單元的一種替代的實施例，如圖3b所示，開關單元210不僅包括第一開關k1和第二開關k2，還包括反相器inv。反相器inv的輸入端接收脈衝信號vpwm，反相器inv的輸出端提供脈衝信號的反相信號vpwm_b，第一開關k1的控制端受控於脈衝信號vpwm，第二開關k2的控制端受控於反相信號vpwm_b。因此，當脈衝信號vpwm為高電平時，反相信號vpwm_b為低電平，第一開關k1導通，即第一開關k1的第一端和第二端連通，使得參考電壓vp等於第一電壓v1，同時第二開關k2關斷；當脈衝信號vpwm為低電平時，反相信號vpwm_b為高電平，第二開關k2導通，即第二開關k2的第一端和第二端連通，使得參考電壓vp等於第二電壓v2，同時第一開關k2關斷。具體地，第一開關k1和第二開關例如均由n溝道場效應電晶體實現。

下面以四種輸出單元的結構為例對輸出單元230進行詳細說明。

圖4a示出本發明第一實施例的輸出單元的結構示意圖。

如圖4a所示，輸出單元230包括放大器u1，並將輸出電壓vout直接作為反饋信號vbf反饋至跨導放大器220的反相輸入端。放大器u1對積分電壓vc按照比例係數k進行放大並提供大於0的直流偏移量voffset，使得放大器u1提供的輸出電壓vout等於k*vc-voffset，從而當輸出電壓vout電壓接近0時，跨導放大器220仍能正常工作。例如當輸出電壓vout＝0.01v、比例係數k＝1時，由於放大器u1提供直流偏移量voffset，此時積分電壓vc＝0.01v+voffset>0.01v，即放大器u1將積分電壓vc抬高了一個直流偏移量voffset，因此跨導放大器220不會因積分電壓vc的值過小而出現異常。

在本實施例中，當脈衝信號vpwm的佔空比d恆定時，經過佔空比檢測電路200的環路控制達到穩定後，輸出電壓vout達到穩定值，誤差電流ie的平均電流值為0。此時，在第二電壓v2＝0的情況下，在脈衝信號vpwm的一個周期內，誤差電流ie的平均電流等於gm*[(v1-vout)*d+(0-vout)*(1-d)]＝gm*(v1*d-vout)＝0，因此反饋信號vbf＝vout＝v1*d，因此輸出電壓vout可以用於表徵脈衝信號vpwm的佔空比d，從而佔空比檢測電路200完成了對脈衝信號vpwm的佔空比d的檢測。

當脈衝信號vpwm的頻率較低時，例如當脈衝信號vpwm的頻率為1khz、佔空比d＝50％時，假設第一電壓v1＝1v、第二電壓v2＝0v、反饋信號vbf等於輸出電壓vout(對於如圖4b所示的輸出單元的第二種結構來說，反饋係數q等於1)，則可以計算得到輸出電壓vout＝v1*d＝0.5v。假定跨導放大器220的跨導gm＝0.01ua/v，並將電容c1的容值設定為200pf(可以被集成)，則當脈衝信號vpwm為高電平時，誤差電流ie約為gm*(v1-vout)＝0.01ua/v*(1v-0.5v)＝5na，當脈衝信號vpwm為低電平時，誤差電流ie約為gm*(v2-vout)＝0.01ua/v*(0v-0.5v)＝-5na，即在脈衝信號vpwm的一個周期內(1ms)，電容c1的充放電時間都是0.5ms，積分電壓vc的紋波電壓等於5na*0.5ms/200pf＝12.5mv，計算得到積分電壓vc的紋波電壓佔比為12.5mv/0.5v＝2.5％，可以看出跨導放大器220的跨導gm的大小決定了輸出電壓vout的紋波電壓大小。

圖4b示出本發明的一種替代實施例的輸出單元的結構示意圖。

作為輸出單元的第一種替代的實施例，與上述實施例相比，如圖4b所示，輸出單元230包括放大器u1和反饋模塊231。其中放大器u1與如圖4a所示的輸出單元中的放大器u1相同，均對積分電壓vc按照比例係數k進行放大並提供大於0的直流偏移量voffset，在此不再贅述。反饋模塊231用於根據輸出電壓vout產生反饋信號vbf，其中，反饋信號vbf用於表徵輸出電壓vout的大小，反饋信號vbf例如等於輸出電壓vout或等於輸出電壓vout與反饋係數q的乘積，反饋係數q大於1或小於1。

在本實施例的佔空比檢測電路200的工作過程中，當脈衝信號vpwm的佔空比d恆定時，經過佔空比檢測電路200的環路控制達到穩定後，輸出電壓vout達到穩定值，誤差電流ie的平均電流值為0。此時，在第二電壓v2＝0的情況下，在脈衝信號vpwm的一個周期內，誤差電流ie的平均電流等於gm*[(v1-vbf)*d+(0-vbf)*(1-d)]＝gm*(v1*d-vbf)＝0，因此反饋信號vbf＝v1*d。而由於反饋信號vbf能夠表徵輸出電壓vout，即反饋信號vbf＝vout*q，因此輸出電壓vout可以用於表徵脈衝信號vpwm的佔空比d，從而佔空比檢測電路200完成了對脈衝信號vpwm的佔空比d的檢測。

佔空比檢測電路200利用開關單元、跨導放大器、電容以及輸出單元構成閉環結構以實現脈衝信號的佔空比檢測，能夠實現對低頻的脈衝信號的佔空比檢測，最終輸出用於表徵脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。佔空比檢測電路僅需採用小容值的可以被集成的電容，因此無需外置電容，從而無需針對外置電容設置額外的管腳，不僅在應用過程中連接方便，還能夠減小佔空比檢測電路的面積，並且線路簡單且易於集成，能夠對低頻的脈衝信號的佔空比進行檢測。

然而，當脈衝信號vpwm的頻率進一步降低時(例如降低至100hz以下)，由上述分析可知，上述各實施例的佔空比檢測電路200所提供的輸出電壓vout的紋波電壓將達到25％，因此需要減小跨導放大器220的跨導gm和/或增大電容c1的容值，但這可能導致誤差電流ie的值過小，使得佔空比檢測電路200容易受到幹擾而導致檢測結果不準確或電路出現異常。因此，為了進一步完善針對脈衝信號的佔空比檢測電路，本發明針對不同的輸出單元結構提出了下述各佔空比檢測電路的實施例，由於下述各實施例的佔空比檢測電路中除輸出單元之外的部分與上述第一實施例完全相同，因此不再贅述。

圖4c示出本發明第二實施例的佔空比檢測電路中輸出單元的結構示意圖。

如圖4c所示，佔空比檢測電路200中的輸出單元230用於根據積分電壓vc的變化量產生計數值n，並將數位訊號形式的計數值n轉換成模擬信號形式的輸出信號vout，最後根據輸出信號vout產生反饋信號vbf，並將反饋信號vbf返回至跨導放大器220的反相輸入端。輸出單元230包括復位模塊232、計數模塊233、數模轉換模塊234以及反饋模塊231，其中計數模塊233用於產生計數值n，並在積分電壓vc上升一個單位量δv時令計數值n加1、在積分電壓vc下降一個單位量δv時令計數值n減1；復位模塊232用於在計數值n每完成一次加1或減1運算後將積分電壓vc復位至復位電壓vrst；數模轉換模塊234用於將數位訊號形式的計數值n轉換成模擬信號形式的輸出信號vout；反饋模塊231用於根據輸出電壓vout產生反饋信號vbf，其中，反饋信號vbf用於表徵輸出電壓vout的大小，反饋信號vbf例如等於輸出電壓vout或等於輸出電壓vout與反饋係數q的乘積，其中反饋係數q大於1或小於1。

在本實施例中，如圖4c所示，計數模塊233包括第一比較器u3、第二比較器u4、第一脈衝發生器u5、第二脈衝發生器u6以及計數器u7。第一比較器u3的正相輸入端接收積分電壓vc、反相輸入端接收第三電壓v3、輸出端提供第一觸發信號en1；第一脈衝發生器u5根據第一觸發信號en1產生加法計數信號cal_p，例如當第一觸發信號en1出現上升沿時(即當積分電壓vc上升至第三電壓v3時)，加法計數信號cal_p由低電平跳變至高電平，經過一段窄脈衝時間後再由高電平跳變至低電平；第二比較器u4的正相輸入端接收積分電壓vc、反相輸入端接收第四電壓v4、輸出端提供第二觸發信號en2；第二脈衝發生器u6根據第二觸發信號en2產生減法計數信號cal_n，例如當第二觸發信號en2出現下降沿時(即當積分電壓vc下降至第四電壓v4時)，減法計數信號cal_n由低電平跳變至高電平，經過一段窄脈衝時間後再由高電平跳變至低電平；計數器u7用於提供計數值n，並根據加法計數信號cal_p和減法計數信號cal_n對計數值n進行加減運算，當加法計數信號cal_p中出現有效脈衝時，計數值n加1，當減法計數信號cal_n中出現有效脈衝時，計數值n減1。

復位模塊232包括第三開關k3和第四開關k4。第三開關k3的第一通路端接收復位電壓vrst、第二通路端用於控制積分電壓vc、控制端接收加法計數信號cal_p；第四開關k4與第三開關k3並聯，第四開關k4的控制端接收減法計數信號cal_n。具體地，第三開關k3和第四開關k4可以由相應的電晶體實現。

作為一種優選的實施例，復位電壓vrst等於(v3+v4)/2，積分電壓vc上升/下降的單位量δv等於(v3-v4)/2。當輸出電壓vout小於參考電壓vp時，跨導放大器220所輸出的誤差電流ie對電容c1進行充電，使得積分電壓vc增大，當積分電壓vc由復位電壓vrst＝(v3+v4)/2上升至第三電壓v3時，即積分電壓vc上升了一個單位量δv＝(v3-v4)/2時，第一比較器u3所輸出的第一觸發信號en1由低電平變為高電平，使得第一脈衝發生電路u5所輸出的加法計數信號cal_p出現一個有效脈衝，因此計數器u7對計數值n進行加1運算，數模轉換模塊234將加1後的計數值n轉換為模擬信號形式的輸出電壓vout，且第三開關k3在加法計數信號cal_p中的有效脈衝的作用下導通一段窄脈衝時間，使得積分電壓vc被復位至復位電壓vrst；當輸出電壓vout大於參考電壓vp時，跨導放大器220所輸出的誤差電流ie對電容c1進行放電，使得積分電壓vc減小，當積分電壓vc由復位電壓vrst＝(v3+v4)/2下降至第三電壓v4時，即積分電壓vc下降了一個單位量δv＝(v3-v4)/2時，第二比較器u4所輸出的第二觸發信號en2由高電平變為低電平，使得第二脈衝發生電路u6所輸出的減法計數信號cal_n出現一個有效脈衝，因此計數器u7對計數值n進行減1運算，數模轉換模塊234將減1運算後的計數值n轉換為模擬信號形式的輸出電壓vout，且第四開關k4在減法計數信號cal_n中的有效脈衝的作用下導通一段窄脈衝時間，使得積分電壓vc被復位至復位電壓vrst，如此循環，直至輸出電壓vout達到穩定值時，輸出電壓vout即可表徵脈衝信號vpwm的佔空比d。

圖4d示出本發明第三實施例的佔空比檢測電路中輸出單元的結構示意圖。

如圖4d所示，與圖4c所示的第二實施例相比，本實施例中的輸出單元230中省略了反饋模塊231，數模轉換模塊234直接將輸出電壓vout作為反饋信號vbf輸出至跨導放大器220的反相輸入端。其餘部分與圖4c所示的輸出單元相同，在此不再贅述。

上述第二實施例和第三實施例的佔空比檢測電路200利用開關單元、跨導放大器、電容以及輸出單元構成閉環結構以實現脈衝信號的佔空比檢測，尤其是在輸出單元中利用計數器以及數模轉換模塊等實現環路控制，從而能夠實現對極低頻的脈衝信號的佔空比檢測，最終輸出用於表徵脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。佔空比檢測電路僅需採用小容值的可以被集成的電容，因此無需設置外置電容，從而無需針對外置電容設置額外的管腳，不僅在應用過程中連接方便、線路簡單且易於集成，還減小了佔空比檢測電路在印刷電路板上的佔用面積。同時，能夠對低頻的脈衝信號的佔空比進行檢測，並且相比於第一實施例的佔空比檢測電路，基於第二實施例和第三實施例的佔空比檢測電路能夠對具有更低頻率的脈衝信號的佔空比進行檢測。

圖5示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法的流程示意圖。包括步驟s310至s330。

在步驟s310中，根據脈衝信號vpwm的電平狀態選擇第一電壓v1和第二電壓v2之一作為參考電壓vp。其中，當脈衝信號vpwm的電平狀態為第一電平狀態時，選擇第一電壓v1作為參考電壓vp；當脈衝信號的電平狀態為第二電平狀態時，選擇第二電壓v2作為參考電壓vp。優選地，第一電壓v1等於基準電壓，第二電壓v2等於0。

在步驟s320中，根據參考電壓vp與輸出電壓vout的反饋信號vbf之間的差值產生誤差電流ie，並對誤差電流ie積分以獲得積分電壓vc。本步驟例如由跨導放大器和連接在跨導放大器的輸出端和地之間的電容實現。具體地，當輸出電壓vout小於參考電壓vp時，利用誤差電流ie進行充電使得積分電壓vc增大；當輸出電壓vout大於等於參考電壓vc時，利用誤差電流ie放電使得積分電壓vc減小。

在步驟s330中，根據積分電壓vc產生輸出電壓vout和反饋信號vbf，其中，輸出電壓vout表徵脈衝信號vpwm的佔空比d，反饋信號vbf表徵輸出電壓vout的大小。

圖6示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法中步驟s330的一種流程示意圖。包括步驟s331a至s333a。

在步驟s331a中，按比例係數k放大積分電壓vc。本步驟例如由放大器實現。

在步驟s332a中，根據放大後的積分電壓產生輸出電壓vout。優選地，將放大後的積分電壓與直流偏移量voffset之差作為輸出電壓vout，即輸出電壓vout等於k*vc-voffset，從而當輸出電壓vout電壓接近0時，用於實現產生誤差電流ie的跨導放大器仍能正常工作。例如當輸出電壓vout＝0.01v、比例係數k＝1時，由於此時的積分電壓vc＝0.01v+voffset>0.01v，即積分電壓vc被抬高了一個直流偏移量voffset，因此用於產生誤差電流ie的跨導放大器不會因積分電壓vc的值過小而出現異常。

在步驟s333a中，根據輸出電壓vout產生反饋信號vbf。優選地，將輸出電壓vout直接作為反饋信號vbf輸出，或將輸出電壓vout與反饋係數q的乘積作為反饋信號vbf輸出，其中反饋係數q大於1或小於1。

在脈衝信號vpwm的佔空比d恆定的情況下，當輸出電壓vout達到穩定值時，誤差電流ie的平均電流值為0。此時，假設在第二電壓v2＝0的情況下，在脈衝信號vpwm的一個周期內，誤差電流ie的平均電流等於gm*[(v1-vbf)*d+(0-vbf)*(1-d)]＝gm*(v1*d-vbf)＝0(其中gm為用於產生誤差電流ie的跨導放大器的跨導)，此時反饋信號vbf＝v1*d，而由於反饋信號vbf等於輸出電壓vout或等於輸出電壓vout與反饋係數q的乘積，因此輸出電壓vout可以用於表徵脈衝信號vpwm的佔空比d，從而完成了對脈衝信號vpwm的佔空比d的檢測。

圖7示出本發明第四實施例的佔空比檢測方法中步驟s330的另一種流程示意圖。包括步驟s331b至s333b。

在步驟s331b中，根據積分電壓vc產生計數值n。其中，當積分電壓vc上升一個單位量δv時，將計數值n加一；當積分電壓vc下降一個單位量δv時，將計數值n減一。優選地，單位量δv等於第三電壓v3與第四電壓v4之差的二分之一，當積分電壓vc上升至第三電壓v3或下降至第四電壓v4時，將積分電壓vc復位至復位電壓vrst，其中，復位電壓vrst等於第三電壓v3與第四電壓v4的平均值。

在步驟s332b中，將計數值n轉換為輸出電壓vout。例如通過數模轉換模塊實現。

在步驟s333b中，根據輸出電壓vout產生反饋信號vbf。優選地，將輸出電壓vout直接作為反饋信號vbf輸出，或將輸出電壓vout與反饋係數q的乘積作為反饋信號vbf輸出，其中反饋係數q大於1或小於1。

當輸出電壓vout小於參考電壓vp時，誤差電流ie對電容c1進行充電，使得積分電壓vc增大，當積分電壓vc由復位電壓vrst＝(v3+v4)/2上升至第三電壓v3時，即積分電壓vc上升了一個單位量δv＝(v3-v4)/2時，對計數值n進行加1運算，並將將加1後的計數值n轉換為模擬信號形式的輸出電壓vout，並且將積分電壓vc被復位至復位電壓vrst。

當輸出電壓vout大於等於參考電壓vp時，誤差電流ie對電容c1進行放電，使得積分電壓vc減小，當積分電壓vc由復位電壓vrst＝(v3+v4)/2下降至第三電壓v4時，即積分電壓vc下降了一個單位量δv＝(v3-v4)/2時，對計數值n進行減1運算，並將積分電壓vc被復位至復位電壓vrst，如此循環，直至輸出電壓vout達到穩定值時，輸出電壓vout即可表徵脈衝信號vpwm的佔空比d。

根據本發明實施例的佔空比檢測方法能夠實現脈衝信號的佔空比檢測，尤其是能夠實現對極低頻脈衝信號的佔空比檢測，最終輸出用於表徵脈衝信號的佔空比的穩定直流輸出電壓。並且由於本發明實施例中的佔空比檢測方法僅需採用小容值的可以被集成的電容，因此無需外置電容，使得用於實現該方法的佔空比檢測電路易於集成、連接方便、並具有較小的面積。

依照本發明的實施例如上文，這些實施例並沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明的保護範圍應當以本發明權利要求所界定的範圍為準。