用於傳輸的數字數據的編碼的多電平、多頻率幹擾圖形模擬波形的製作方法

2023-05-10 03:10:41 2

專利名稱：用於傳輸的數字數據的編碼的多電平、多頻率幹擾圖形模擬波形的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種能夠把數字數據編碼成平滑模擬波形的數據編碼方法和裝置。


圖1表示在IEEE標準802系列內規定的100Mbps乙太網線LAN中脈衝編碼調製(PCM)。PCM廣泛用於連接分布式計算機到伺服器和在其他計算機網絡，例如內聯網。然而，這種技術受到328呎的傳播的特性所限制。而且，電壓狀態改變產生許多受數據傳輸幹擾的不需要的頻率和由檢測器檢測複雜數據。例如，在幾個毫微秒內一個伏特的電壓擺動導致圖1所示的振鈴。
已經提出了多個N頻率的N選擇正弦波被設置到特殊的增益電平和特殊的相移，以形成一個代碼組(碼元)。該代碼組由在每個N頻率上對已檢測的碼元進行離散傅立葉變換(DFT)計算的檢測器檢測，以恢復實際上在碼元間隔期間設置的每個N增益和N相移。每個N波形作為單獨副載波處理和帶寬復蓋所使用的N頻率的全部範圍。由於在每個碼元邊界上N波形的不連續性和計算的複雜性，該碼元必須對檢測器保持足夠長的碼元持續時間(時間間隔)，以識別和解碼所接收的碼元。然而，這種長碼元時間間隔導致低數據傳輸速率和可以說明這種方法為何不用於當前可用的數據傳輸設備。
而不執行複雜計算來解碼來自多個波的數據，最好是，希望選擇一組呈現可控制特性的正弦波，以致所得的幹擾圖象由組合、或疊加而產生，這些波形可被檢測(解碼)作為唯一碼碼元(數據)以在大距離上提供高速的信息通信，特別是數字信息。
因此，本發明的一個目的是提供一種在長距離上以高速率編碼和傳送數據，特別是數字數據的技術。
本發明的另一個目的是提供一種控制用於傳送編碼數據的波形的頻率內容的編碼方法和裝置。
本發明的又一目的是提供一種如上述的裝置和技術，其中傳送編碼數據的AC模擬波形處在窄帶寬內，以使它能帶通濾波，以消除帶外噪聲，由此，能使獨立傳輸信道對於有效頻譜利用可精細地被隔開。
本發明的一個附加目的是提供一種如上所述的裝置和技術，用於用高速編碼效率編碼數據。
本發明的各種其它目的、優點和特徵通過下列詳細描述將變得顯而易見，和新穎特徵將在附加權利要求中特別指出。
根據本發明，提供一種編碼方法，用於將輸入數據編碼成多個模擬波，被組合產生表示輸入數據的唯一幹擾圖形。選擇頻率的多個模擬波被產生，每個呈現根據輸入數據控制的相位和增益。相位和增益控制波被組合來產生作為單個AC模擬波形出現的唯一幹擾圖形。
優選地，輸入數據被劃分成N-比特的數據段和N-比特數據段編碼成多個相位和增益控制的模擬波。
在最佳實施例中，編碼和解碼裝置分別引入在發射機和接收機中，以允許在遠距離上信息的通信。而且，編碼和解碼裝置引入在再生轉發器中，以有助於信息的傳輸，而沒有失真。
通過結合附圖，以實例方式給出的下列詳細描述，和不企圖限制本發明僅於此，將可最好理解，其中圖1是100Mbps乙太網傳輸的實際A/D取樣；圖2是本發明的200KHz波形傳輸的實際A/D取樣；圖3是使用與表示為連續AC模擬波形的所得的幹擾圖形一起表示的W=3正弦波由本發明的一個實施產生的兩個碼元曲線圖；圖4是由本發明的另一個實施例產生和發送的碼元波形S(t)的實際A/D取樣；圖5是由本發明再一個實施例產生和發送的碼元波形S(t)的實際A/D取樣；圖6是由本發明又另一個實施例產生和發送的碼元波形S(t)的實際A/D取樣；圖7是由本發明還有另一個實施例產生和發送的碼元波形S(t)的實際A/D取樣；圖8是表示本發明的編碼裝置的一個實施例的方框圖；圖9是表示本發明的編碼裝置的另一個實施例方框圖10是表示引入圖9編碼裝置中的W單獨頻率合成器的方框圖；和圖11是本發明用於檢測和解碼接收的AC模擬波形的廣義A/D取樣和信號處理裝置的方框圖。
本發明的傳輸裝置直接在導線或空氣中傳播平滑模擬AC波形，或另外該波形調製然後傳播的載波。該波形由在碼元邊界上接合在一起的碼元的序列構成。在碼元邊界上的波形的電壓為零，以致於碼元可接合在一起而沒有明顯不連續。圖2表示根據本發明具有200KHz頻率的平滑AC模擬波形。根據本發明的波形能夠在支持幾百Mbps的數據率的導線中傳播幾千呎。其數據率僅受本集成電路(IC)技術的最大時鐘速率的限制，而不受噪聲限制。另一方面，根據本發明的AC模擬波形可以調製一個RF載波。在本發明的另一個應用中，例如在窄帶寬應用中，根據本發明產生的AC模擬波形提供一種由精密地間隔非幹擾載波或精密間隔非幹擾直接傳播波形產生的高頻譜利用。此外，由於允許濾掉它的帶外噪聲的窄帶寬，本發明的載波與噪聲比是非常好的，以便支持給定的比特誤差率。
每個碼元編碼N比特的數字數據。每個碼元由疊加多個W正弦波構成，以構成唯一的和可識別的幹擾圖形。2N不同幹擾圖形(碼元)需要編碼N比特的傳輸數據，然而，E外加或附如碼元能被分配到傳輸控制用途，由此需要總數為M=(2N+E)唯一碼元。換言之，每個碼元能被編碼的最大的數據比特數為N≤log2M。
計算需要編碼和產生碼元波形，和需要檢測和解碼這些碼元波形的幾種變量。優選地，這些計算的變量被設計成慣例的集成電路(IC)實施本發明的傳輸技術。
在本發明的每個不同應用中，對於它的特殊工作環境，通過下面討論的計算，選擇最佳的變量。對於本發明的每個應用，變量的多次組合是可得到的，但是這些變量的最佳選擇是受一系列的折衷，例如成本和特殊應用的各種特性要求限制的。
每個碼元跨越預定定時間隔，稱為單元，每個單元表示預定的時間間隔L秒。表示碼元的AC模擬波形的極性由單元交替，也就是，它在鄰接單元中是相反的。
假設W基本上純正弦波被疊加來產生由一個碼元波形構成的幹擾圖形，以致於碼元波形可用S(t)表示s(t)=xWgxsin(xtKL+px)------(1)]]>式中t範圍從0到KL秒(確定一碼元的外邊界)，K等於間隔或單元數，和gx和px表示x波的增益和相位。在此，x波的頻率由fx=x/2KLHz給定。W波中的一此波必須具有小於fk=K/(2KL)=1/2L Hz的頻率和有些波必須具有大於fk的頻率。為了產生接近連續平滑的波形，方程S(t)在所有碼元邊界上制約為零，即S(0)=S(KL)=0mV。換言之，每個波的增益和/或相位被控制，以使碼元波形S(t)的信號電平在所有碼元邊界上基本為零。可理解為，疊加波形的頻率不必限制到1/2KL的整數倍，但是，能夠為1/2KL的非整數倍，例如，f1.8=1.8/2KL。
如果所有組成波形在t=0處是同相的，方程(1)簡化如下s(t)=xwgxsin(xtKL).------(2)]]>現在結合圖3對其中增益是對被傳送的碼元波形S(t)的每個組成波計算的方法予以說明。圖3圖示出表示兩個接合在一起以形成AC模擬波形的碼元的兩個碼元波形S(t)。在該實例中，一個碼元復蓋僅一個單個單元(K=1單元間隔)和在t=0點同相的三個波被用於產生由碼元波形S(t)表示的幹擾圖形。這三個波的頻率為f.5=.5/2LHzf.9=.9/2LHzf1.6=1.6/2LHz可理解為，每個波的頻率的選擇幾乎是任意的，僅需要所得的碼元波形S(t)在碼元邊界(或在K=1的單元邊界)上基本上為零，和一些波的頻率小於f1=1/2L和一些波大於f1。
由於用於每一個碼元的碼元波形S(t)用在碼元端點(邊界)處的零電壓產生，即S(0)=0，和S(1L)=0，以使碼元能接合在一起而沒有明顯的不連續，以形成AC模擬波形。在t=0點同相條件總是產生S(0)=0，因為Sin(0)=0。而且，一組三個單獨線性方程式可由方程式(2)得出，其中碼元波形S(t)的幅度制約到在t=0.25L點的C1mV和在t=0.75L點的C2mV。
S(0.25L)=C1=g.5Sin.125π+g.9sin.225π+g1.6Sin0.4π(3)S(0.75L)=C2=g.5Sin.375π+g.9sin.675π+g1.6Sin1.2π(4)S(1L)=0=g.5Sin.5π+g.9sin.9π+g1.6Sin1.6π(5)式中gx表示具有頻率fx的組成波的增益。通過代入，方程式(3)-(5)得出下列對於g.5,g.9和g1.6的解g1.6=1.0514*g.5+0.3249*g.5g.5=1.0644*C1-1.5418*C2g.9=2.2244*C2-0.4921*C1如用數字表示的例子，如果對C1和對C2選擇四個可能值(幅度電平)，即70mV,90mV,110mV和130mV，然後M=16唯一幹擾圖形可被產生，在該例子中，用16幹擾圖形的每一個表示唯一碼元。按照表達式N≤1og2M，在這個例子中，每個碼元可編碼的最大數據比特數為N=4，和數據率通常用D=N/KL定義。由於M=2N，在該例中沒有外加碼元，以致於E=0。雖然約束的數目，即C1和C2表示為每個單元等於兩個，可理解為，每個單元約束的數目可以是大於或等於1的任何數。
在圖3中，對於第一碼元C1=70mV和C2=110mV和對於第二碼元C1=90mV和C2=-130mV。可理解為，由於碼元波形S(t)的極性在鄰接單元中是相反的，當K為奇數時，S(t)的幅度的極性，即C1和C2用每個碼元交替，以保持根據本發明的連續模擬波形。
表1.1和1.2包含在圖3中每個單元在P=12等間隔點取樣的碼元波形S(t)的幅值(電壓)。
0,L/12,L/6,L/4,L/3…11L/12和端點L對應於後序碼元的起始點t=0。由方程式(3)-(5)得出的每個單元在相同的12個取樣點三個組成波的每一個的相應取樣值也包括在圖3中，以曲線表示由組成波制約和抵銷的幹擾圖形。表1.1和1.2也列出在圖3中表示的分別對第一和第二碼元計算的增益gx，這裡S.5(t)=g.5Sin0.5πt,S.9(t)=g.9Sin0.9πt和S1.6(t)=g1.6Sin1.6πt和S(t)=g.5(t)+S.9(t)S1.6(t)。如圖3曲線所示和在表1.1和1.2所列的，組成波在碼元邊界上顯示不連續性，而根據本發明，AC模擬波形在碼元邊界上是連續的。也就是，表示第一和第二碼元的碼元波形在t=0和t=L處等於零，而組成波的幅度在t=L處不等於零，即在表1.1的最末行表示S.5(L)=-95.1mV,S.9(L)=65.0和S1.6(L)=30.1mV。
表1.1
表1.2
在圖3中，數據傳輸率是D=4/Lbps。可理解為，每個碼元單元數(K)，組成波的數目(W)，和每個組成波的頻率和相位的選擇可由用戶來選擇。根據本發明的特殊應用這些參數的選擇，例如碼元的規定數目，由檢測器以低誤差概率單個識別是否是足以唯一的。
如另一個實例，圖4是由表示5個連續碼元的5個碼元波形S(t)形成的接收AC模擬波形。每個碼元波形是由具有頻率f1.8,f2和f2.2窄帶的三個正弦波形成的幹擾圖形。在該例子中，一個碼元跨越兩個單元，即K=2單元間隔，和在t=0處同相的三個正弦波用於形成幹擾圖形(即S(0)=0)。
由於對於每一個碼元的碼元波形S(t)是在碼元端點用零電壓產生的，即S(2L)=0，以致於表示連續碼元的碼元波形S(t)能被接在一起，而沒有明顯不連續性，以形成AC模擬波形，如果碼元波形S(t)的幅度制約在t=0.5L,C1mV，在t=L0mV和在t=1.5LC2mV，一組四個方程可由方程式(2)得出s(0.5L)=C1=g1.8sin0.9π+g2sinπ+g2.2sin1.17(6)s(1L)=0=g1.8sin1.8π+g2sin2π+f2.2sin2.2π (7)s(1.5L)=C2=g1.8sin2.7π+g2sin3π+g2.2sin3.3π (8)s(2L)=0=g1.8sin3.6π+g2sin4π+g2.2sin4.4π, (9)式中gx表示具有頻率fx的組成波的增益。
方程式(7)和(9)是相關的方程式並提供下列等式；g2.2=g1.8。如在上述例子中，現在有I=3獨立的線性方程式，即方程式(6)-(8)或(6)，(8)和(9)，導出對I=3波變量g1.6,g2和g2.2的下列解g2=-9.2147*C1-10.2147*C2g1.8=g2.2=-0.5611*(C2+g2)作為數字的例子，如果四個可能值(幅度值)被選擇為，對於C1，即70mV,90mV,110mV和130mV，和5個可能幅度電平，對於C2，即20mV,90mV,110mV,130mV和150mV，然後，M=4*5=20唯一幹擾圖形可用表示唯一碼元的20幹擾圖形產生，和N=4數據比特可在該例子中編碼，於是剩下E=M-2N=4碼元作為外加碼元。圖4表示模擬波形的實際A/D取樣，這裡L=1μS和D=2Mbps。
圖4是包括諸如由5個接合在一起的碼元產生的濾波、傳輸衰減等之類的系統傳輸效果的接收模擬波形。這些波形被產生和接合在一起以形成模擬波形，這裡對於第一碼元，C1=90mV，和C2=-90mV，對於第二碼元，C1=70mV和C2=-110mV，和對於第三碼元C1=130mV和C2=-90mV，對於第四碼元C1=90mV，和C2=-70mV，和對於第五碼元，C1=110mV和C2=110mV。可以理解為，由於模擬波形的極性在相鄰單元中是相反的，當K是偶數時，每一個C1是正的和每一個C2是負的。
現在結合圖5將對於碼元波形S(t)的組成波計算相位的方法予以說明。圖5是包括表示兩個碼元的兩個碼元波形S(t)的系統傳輸效果的接收模擬波形。它由三個具有頻率f1、f3和f5的正弦波形成。這三個波在t=0處不必同相。在該例子中，每個碼元跨越三個單元，即K=3單元間隔，和僅三個組成波之一，即具有頻率f3(或f3波)的波在t=0處同相即p3=0。也就是，f3波的幅度在t=0處為零。f1波的相位和f5波的相位分別在t=0處稱相P1和P5。由於組成波在t=0處不都是同相的，簡化的方程式(2)不能用於對gx求解和方程式(1)必須使用。
5個方程式可通過任意制約在t=0.5L處，碼元波形S(t)的幅度到C1mV，在t=1.5L處，C2mV，在t=2.5L處，C3mV和在內部單元邊界上即在t=1L，和t=2L處，0mV，從方程(1)導出。
s(0.5L)=C1=g1sin(0.167+p1)π+g3sin(0.833+p5)π(10)s(1L)=0=g1sin(0.333+p1)π+g3sinπ+g5sin(1.667+p5)π (11)s(1.5L)=C2=g1sin(0.5+p1)π+g3sin1.5π+g5sin(2.5+p5)π(12)s(2L)=0=g1sin(0.667+p1)π+g3sin2π+g5sin(3.33+p5)π(13)s(2.5L)=C3=g1sin(0.833+p1)π+g3sin 2.5π+g5sin(4.167+p5)π,(14)這裡gx和Px表示具有頻率fx的組成波的增益和相位。兩個附加方程式可由方程式(1)導出，因為碼元波形S(t)也必須滿足在碼元邊界上零電壓條件，即，S(0)=0mV和S(3L)=0mVs(0)=0=g1sinp1π+g3sin0+g5sinp5π (15)s(3L)=0=g1sin(1+p1)π+g3sin3π+g5sin(5+p5)π.(16)四個零電壓條件，S(0)=S(L)=S(2L)=S(3L)=0，是要求g1=-g5和p1=1-p5的三角恆等式。於是，有5個獨立方程，即g1=-g5,p1=1-p5和方程(10)、(12)和(14)必須解出，但是，這些方程式在前面的例中不是線性方程。
一種解出現在g3=(C1-C2+C3)/3作為在3單元的每一個的中心的S(t)的平均電壓電平的時候。如前面所述的，碼元波形的極性每一個單元中交替，其中在該例子中，C1是正的，C2是負的等，但是，對於g1,p1的解從0到1迭代直到g1同時滿足下列三個方程g1=c1-g32sin(.53+p1),]]>g1=g3+c22sin(1.53+p1,)]]>和g1=c3-g32sin(2.53+p1)]]>作為用數表示的例子，如果相同的六個可能值對於C1、C2和C3選擇的，即160mV,200mV,240mV,280mV,320mV和380mV，則可產生M=6*6*6=216唯一碼元。根據表示式N≤1og2M，每個碼元可編碼的最大數據比特數為N=7，於是，剩下E=M-2N=88碼元作為外加碼元。圖5表示L=5/6μs和D=2.8Mbps的模擬波形的實際A/D取樣。
在圖5中，表示兩個碼元的兩個碼元波形S(t)的接收模擬波形被接合在一起，以形成模擬波形，對於第一碼元C1=200mV,C2=-320mV和C3=280mV，和對於第二碼元C1=-160mV,C3=360mV和C3=-240mV。
對於C1、C2和C3上面選擇的值導致下列對於第一碼元的解g1=-35.28mVg3=266.67mVg5=35.28mVp1=0.2272p5=0.7728和對於第二碼元的解g1=58.12mVg3=-253.33mVg5=-58.12mVp1=0.1301p5=.8699表2.1和2.2包含在圖5中每個碼元在p=8取樣點上對於總數為每個碼元24點採樣的碼元波形S(t)的幅度值(電壓)，0,L/8,3L/8,…L,9L/8,…2L,17L/8…23L/8，和在相應的8個取樣點上，三個組成波的每個的相應幅度值，這裡S1(t)=g1sin(0.333πt+p1π),S3(t)=g3sinπt和S5(t)=g5sin(1.667πt+p5π)，和S(t)=S1(t)+S3(t)+S5(t)。
將相移p1和p5引入組合波的優點在於數據傳輸率可增加到D=7/3L，而不改變組成波(W=3)的數目。
表2.1
表2.2
結合圖6對碼元波形S(t)的5個約束波的每一個計算增益的方法予以說明。在這個實例中，一個碼元跨越三個單元(K=3)和幹擾圖形由5個具有各自頻率f1、f2、f3、f4、f5的波構成和5個波在t=0處是同相的。
由於在碼元邊界上碼元波形S(t)的幅度基本上為零，一個方程式，S(3L)=0，可從方程(2)得出S(3L)=0=g1sinπ+g2sin2π+g3sin3π+g4sin4π+g5sm5π(17)另外，六個其它方程式通過任意約束模擬波形S(t)的幅度到在t=0.25L,C1mV，在t=0.75LC1mV，在t=1.25LC2mV，在t=1.75LC2mV，在t=0.25LC3mV和在t=2.75LC3mV得出s(0.25L)=C1=g1sin0.0833π+g2sin0.1667π+g4sin0.25π+g4sin0.333π+g5sin0.4167π(18)s(0.75L)=C1=g1sin.25π+g2sin0.5π+g3sin0.75π+g4sinπ+g5sin1.25π(19)s(1.25L)=C2=g1sin0.4167π+g2sin0.8333π+g3sin1.25π+g4sin1.6667π+g5sin2.08333π(20)s(1.75L)=C2=g1sin0.5833π+g2sin1.1667π+g3sin1.75π+g4sin2.333π+g5sin2.g167π(21)s(2.25L)=C3=g1sin0.75π+g2sin1.5π+g3sin2.25πg4sin3π+g5sin3.75π(22)s(2.75L)=C3=g1sin0.9167π+g2sin1.8333π+g3sin2.75π+g4sin3.6667π+g5sin4.5833π(23).
與上述的例子相反，在內部邊界上的碼元波形S(t)的幅度不制約到零和在零電壓電平上是不必要的。然而，某些優點由這種選擇產生，例如，AC模擬波形的形狀可更精確地控制和C1、C2和C3的兩個讀數可被提供來減小噪聲的影響。後面描述一個通過控制，即傾斜在每個單元內的波形增加碼元的數目M的技術的例子。
由於規定S(3L)的方程式(17)的每個分量等於零，方程式(17)不能用於對5個波形變量g1-g5求解。然而，方程式的數目可減少到I=5獨立線性方程式和5個波變量可通過以各種方法組合其餘方程式得出。例如，從S(7.5L)減去S(2.25L)導出下列解，g2=(C1-C3)/2和從S(1.25L)減去S(1.75L)導出下列等式，g4=0.5774g2。對於g1,g3和g5的其餘解可通過S(.25L)加上S(2.75L)，S(.75L)加上S(2.25)L，和S(125L)加上S(1.75L)得出g5=(.5c1+c2+.5c3)5.7952,]]>g1=3.732g5,]]>g3=(c3+g2-1.9318g5).7071.]]>如用數字表示的例子，如果選擇對於C1、C2和C3的相同7個可能值，即54mV,66mV,78mV,90mV,102mV,114mV和126mV,然後，M=7*7*7=343唯一幹擾圖形可用表示唯一碼元的343幹擾圖形的每一個產生。根據表示式N≤log2M，每個碼元可編碼的最大數據比特數為N=8，於是，剩下E=M-2N=87碼元作為外加碼元。圖6表示包括其系統傳輸效果的接收模擬波形的實際A/D取樣。在此，L=10/9μS和D=2.4Mbps。雖然對於C1,C2和C3的可能值的數目表示為等於在該例中的7，可以理解為可能值的數目對於C1、C2和C3可以不同。
在圖6中，表示三個連續碼元的碼元波形接合在一起，以形成模擬波形，對於第一碼元C1=54mV,C2=-90mV和C3=102mV，對於第二碼元，C4=-114mV，C2=78mV和C3=-126mV，和對於第三碼元，C1=66mV,C2=-102mV和C3=78mV。
如另一個例子，有關的具有頻率f6(這裡f6=1/LHz)的同相波的任意選擇被加到前面例子的5個組成波。這有關於f6波的相加以下列方法改變上述7個方程式(10)-(16)，因為sin(6(.25L)π/3L)=1和sin(6(.75L)π/3L)=-1等s(.25L)=C1+g6(24)s(.75L)=C1-g6(25)s(1.25L)=C2+g6(26)s(1.75L)=C2-g6(27)s(2.25L)=C3+g6(28)s(2.75L)=C3-g6(29)s(3L)=0+g6sin6π. (30)如所要求的，S(3L)仍然等於零，以避免在接合連續碼元時的不連續性。7個方程式(24)-(29)將+g6或g6加到方程(18)-(23)，任一任意值可賦予g6，作為自由度。在該例子中，存在有I=5獨立方程式和6個波變量，即g1-g6。
如在前面例子中，對於C1、C2和C3選擇相同的7個可能幅度電平，可表示碼元的唯一幹擾圖形的數目在本例子中可用相關的同相f6波的加法增加。圖7是表示如圖6中相同的三個碼元的接收模擬形，除了具有g6=6mV(形狀傾斜)的相關的f6波外，用於產生表示第一碼元的碼元波形S(t)，具有g6=0mV(無傾斜)的相關f6波用於產生表示第二碼元的碼元波形S(t)，和具有g6=-6mV(相反形狀傾斜)用於產生表示第三碼元的碼元波形S(t)。在該例子中對於g6的三個相關的設置，+6mV,0mV和-6mV，三倍M碼元的數目，以致於現在M=3*343=1029唯一碼元，每個碼元N=10比特和E=5碼元。用相關的波傾斜碼元波形S(t)有利地增加每個碼元從8到10編碼的比特的數目。因此，如前面例子中，數據率已從D=2.4增加到D=3Mbps。
可以理解為，任意選擇可相加的相關波的數目不限於1，但是，任一大於或等於1的實際數目只要滿足碼元邊界條件能夠相加，獨立方程式的數目沒有增加和檢測器能夠識別附加幹擾圖形。例如，如果具有頻率f9的另一個相關同相波加到上述例子，唯一碼元的數目可進一步增加。
在導線傳輸應用中，某些鏈路必須傳播比其它較長距離的信號(波形)，優點在於，對於較短鏈路產生全部碼元組，即，使用最大相關波的數目和使用對於較長鏈路的減小碼元組，即使用幾個或零相關波。而且，該系統可動態調節M的值(唯一碼元的數目)，以響應於傳輸信道的條件即使用對於有噪信道減小碼元的組，對於「無噪」信道全部碼元組。例如，數據(傳輸)率可以初始地設置到最高無差錯率並在該誤差計數超過預定閾值時降低，即數據率可通過把g9設置為零降低和通過把g9和g6設置為零進一步降低。可以理解為，該系統動態地調節M的值。以響應於其它條件，例如超載檢測器。
在窄帶應用中，附加相關波可用於減小W正弦波的幅度要求，以建立唯一幹擾圖形。
雖然以上描述了5個例子，可理解為，其它，不同參數選擇可根據本發明的特殊應用進行考慮。一個參數的每個選擇具有其優點和缺點。例如，較低單元間隔K允許被表示的幾個碼元(M)和每個碼元(N)幾個數據比特；而且也需要較少時間，以產生每個碼元。總的模擬波形包含更多接縫，即更多碼元邊界。
在取得的窄頻帶應用中，例如，K=5的單元間隔，在每個碼元的兩個外部單元(第一和第五單元)的中心處碼元波形S(t)的幅度可考慮為預定的電壓電平，例如平均幅度，但是，每個碼元的三個內部單元(第二、第三和第四單元可具有總數為約束幅度的M個組合。換言之，數據比特編碼成僅每個碼元的三個內部單元和外部單元(第一和第五單元)包含不編碼的數據和可作為附加進行處理。
非編碼的外部單元能使檢測器容易識別單個碼元和通過部分地去耦碼元的序列使窄的帶通濾波器存儲器的作用減至最小。另外，非編碼的附加可通過擴展濾波器截止直到使窄帶通濾波存儲器作用減到最小為止。
現轉到圖8，表示本發明的編碼裝置的一個實施例的方框圖，圖8的編碼裝置最好是實施為集成電路和由數據緩衝器210、控制器220，本振230、頻率合成器和整形器240，相移器250A和250B，增益放大260A和260B和組合器270A和270B組成。
對於每個組成波的波變量gx和px，按上面所討論的方法，存儲在控制器220的門邏輯中。振蕩器230產生時鐘信號，送到頻率合成器和整形器240，用於產生上述選擇頻率的基本純正弦波的預定數W(W＞1)。這些W波(W是一個整數)交替地耦合到相移器250A和250B。可以理解為，不同頻率的一組W波用被考慮為在該組(圖3中標為g.5sin(.5tπ)的波)的第一波的最低頻率波、考慮為在該組(在圖3中標為g1.6sin(1.6tπ)的波的最末波，和在該組顯示在頻率之間(圖3中標為g.9sin(.9tπ)的波)的中心波的最高頻波產生。
在有些情況下，信號基準波可被產生，由此剩下組成波可由適當的分頻和倍頻合成。另一個方案，可更便於使用W單獨頻率合成器和整形器產生W波。
輸入數據，例如數字信息的串行化特，被送到數據緩衝器210，將輸入數據劃分成N-比特的數據段，其中N表示大於或等於一的整數。連續數據段送到控制器220，產生作為N-比特數據段的函數的預定的相移量(px’s)和預定的增益量(gx’s)。各自的相移px和各自的增益gx對應於由頻率合成器和整形器240產生的每個波。相移交替地送到相移器250A和250B，和增益交替地送到增益放大器260A和260B。
相移器250A和2503根據由控制器220接收的相應相移(px)控制來自頻率合成器接收的每個波的相位。然後，相(位)控(制的)波從相移器分別提供到增益放大器260A和260B。每個增益放大器唯一與特殊相移器有關。
增益放大器260A和260B根據從控制器220送到那裡的相應增益(gx)控制從各自的相移器250A和250B接收的每個相控波的幅度。然後增益和相控波耦合到組合器270A和270B，並且每個組合器唯一與一個特殊的增益放大器有關。
每個組合器270A和270B組合W增益和相控波以產生一個幹擾圖形，該圖形被形成作為表示唯一碼元的碼元波形，例如圖3所示的。換言之，基於這些N-比特的值數據的N-比特被編碼為唯一幹擾圖形，或碼元。每個組合器可包數位訊號處理器，以增強組合波的處理。該碼元波形S(t)然後送到用於傳輸的輸出單元80。輸出單元80無接縫地組合表示連續N比特數據段的碼元波形S(t)，以產生用於傳輸的單獨的AC模擬波形。因為碼元邊界條件，即，零電壓電平，可取消這個有利結果。
幾對相移器、增益放大器和組合器能使該裝置在傳送當前電流數據段時準備下一個N-比特數據段。例如，可認為信道A的電路可起發送電流數據段的作用，而信道B的電路可起準備下一個數據段的作用。開關90根據哪個組合器處理電流數據段將輸出單元80連接到組合器270A和270B的任一個。可以理解為，相移器、增益放大器和組合器的信道數不限制為兩個並且只要在由允許附加碼元建立時間實現時，這些條件改進碼元組，則可以是任一大於2的實際數目。
參照圖9，示出了一個圖8的編碼裝置的一部分的方框圖。每個部分包括W個相移器250A1-250AW和相應的W個增益放大器260A1-260AW。振蕩器230提供時鐘信號到W頻率合成器和整形器2401-240W的每一個。每個頻率合成器和整形器產生一個W波(見圖3-7)，被疊加來產生碼元波形S(t)；即，頻率合成器和整形器240從送到相移器250Ax的W產生波X(參見圖3)。
W相移器250A1-250AW的每一個用相應的相移控制從頻率合成器和整形器2401-240w接收的W波的各自的W波的相位；即，Px控制第一組W波的波x的相位。在該組中W相控波然後送到增益放大器2601-260W。也就是，相移器250Ax用相應的相移px控制波X的相位並把相控波X送到增益放大器260Ax。
W增益放大器260A1-260AW的每個波用對應於其的增益控制W相控波的各自的波的增益(幅度)；和在一組中W相位和增益控制的波送到組合器270A。換言之，增益移相器用相應的增益gx控制相控波x的幅度並將相位和增益控制的波x送到組合器270A。
轉到圖10，示出了用於編碼和產生用於傳輸的碼元波形S(t)的序列的裝置的另一個實施例的方框圖。該裝置包括數據緩衝器110、地址生成器120、電子存儲器表130、D/A變換器140、低通濾波器150和輸出單元80。
諸如串行化比特的數字信息之類的輸入數據送到數據緩衝器110，將輸入數據劃分成N-比特的數據段，其中N表示大於或等於1的整數。連續N-比特數據段通過地址生成器120從數據緩衝器110讀出。該地址生成器120相應於每個N-比特數據段產生一個代碼或地址，以唯一地識別在可能的M先前記錄碼元波形S(t)中的先前記錄(存儲)的碼元波形S(t)。該地址送到表130。
表130具有電子存儲與在各自表中M唯一碼元波形S(t)有關的取樣數字輸出值(電平)。例如，有M可編址表，以記錄對於M碼元波形S(t)的每一個的取樣幅度電平。在一個實施例中，這些取樣幅度電平是由在每個單元p等間隔時間上取樣M唯一碼元波形的每一個行前得到的。表130使用由地址生成器120接收的地址，以唯一尋址(識別)各自的表，由此表示碼元波形S(t)的輸出值的序列送到D/A變換器140。
例如表3.1和3.2表示對於可能M=216碼元中的2個碼元的這些實際數字輸出值，如圖5所描述的，在此每個單元P=8取樣和每個碼元k=3單元，如每個碼元24個數字輸出值序列。圖2和4-7表示使用具有12比特輸出解析度的D/A變換器140由圖10的編碼裝置實際產生和發送的碼元波形S(t)，即有4096不同的輸出電平可用。在圖5中，數字輸出值2047設置在DC基準0V。數字輸出值0和4094分別按滿刻度調節到-400mV和400mV。碼元波形S(t)的24個取樣按最近的D/A輸出電壓電平記錄在表130中。圖5表示接合在一起以形成AC模擬波形的兩個碼元波形S(t)；第一和第二碼元波形分別使用表3.1和3.2產生。也就是在表3.1中輸出序列1-24用於產生圖5中的第一碼元波形S(t)和輸出序列25-48用於產生圖5中的第二碼元波形S(t)。
表3.1 表3.2
D/A變換器140儲存L/p秒的每個接收數字輸出電平並然後在來自表130的接收序列輸出下一個數字輸出電平。低通濾波器150將這些D/A輸出臺階平滑成例如在圖4-7的平滑AC模擬波形，並將AC模擬波形送到用於傳輸的輸出單元80。
可以理解為，D/A變換器可產生模擬CD音樂的複合輸出波。在CD環境中，從光碟讀出的N=16比特串的連續性規定D/A輸出電平的序列，產生送到音頻揚聲器的平滑模擬波形，產生由收聽者耳雜檢測的複雜混合樂音。豐富記錄的音樂是一個大的幹擾圖形，可是疊加正弦波的數目W是連續可變的。本發明的AC模擬波形S(t)在它通常產生改變頻率1/2L Hz的幅度音調時音樂上更談不上豐富。
也可以理解為，對於窄頻帶應用，它可有利地使用具有較高比特例如16比特，解析度的D/A變換器140，更精確地整形所得的模擬波形。然而，在選擇最佳編碼器和解碼器中不能單獨考慮該單元。其它因素，例如碼元接合的平滑度，模擬波形S(t)的幅度改變的最大速率等，考慮因為這些因素與檢測器的工作效率有關。可以理解為，這些幅度改變的速度被檢測器識別為其它頻率。計算機模擬和仿真可用於幫助選擇最佳參數中，以產生碼元波形S(t)。
由圖10的編碼裝置產生和發送的和由數字示波器取樣的實際AC模擬波形在圖4-7中表示為接收的波形。數字示波器根據波形的零交叉點確定(檢測)所得的AC模擬波形的平均頻率，上述例子的fk頻率，分別大約為500KHz，600KHz,450KHz和450KHz。測量這些AC模擬波形的頻譜分析儀設備表示在頻率fk和別的任何地方都不形成峰值。這個頻譜分析儀結果支持本發明的非幹擾優點。相反，在圖1中PCM波和所有其它脈衝代碼，在頻譜分析儀上顯示許多頻率。同樣地，經過在本發明的許多接縫碼元的AC模擬波形的快速傅立葉變換(FFF)計算通常僅表示在該噪聲上的頻率分量fk。該W組成頻率在許多接縫碼元兩端平均接近零功率。
轉到圖11，表示用於檢測和解碼來自平滑模擬波形的數據的N比特的裝置方框圖。檢測裝置最好實施為習慣上的集成電路並由帶通濾波器310，A/D取樣器數據緩衝器320、單獨的信號處理器330和解碼器/存儲器340組成。
如圖3-7所描述的，用接合在一起的碼元(幹擾圖形)的輸入AC模擬波形送到帶通濾波器310，濾除不需要的頻率範圍，即，在用於產生AC模擬波形的W波的範圍完全以外的頻率。在通帶內的AC模擬波形然後送到A/D取樣器數據緩衝器320，在預定間隔時間上取樣濾波的AC模擬波形。該取樣波形包含系統傳輸效果，改變產生的波形。A/D取樣器數據緩衝器320最好包括一個內部時鐘，用於在這些預定間隔時間上產生取樣脈衝；和該取樣值(或電壓讀數)送到信號處理器330。可以理解為，取樣的較大數目允許更精確的信號處理，但是這依次需要較快和更昂貴的信號處理器。該信號處理器330必須考慮系統的傳輸效果，包括圖10中帶通濾波器310和低通濾波器150的作用。
對於短的單元持續時間L，信號處理器可用模擬比較電路來實施，但是對於較長的單元持續時間，最好是利用傳統處理技術和其組合，例如，積分、微分、門限檢測和總圖形識別的數位訊號處理器(DSP)。利用可編程DSP，可很快實施微碼改進和更新，以克服不是先前考慮的或在選擇(設計)檢測器中出現的電位檢測器性能問題。
利用傳統處理技術的信號處理器330，處理該取樣來確定在產生存儲在解碼器/存儲器340中的AC模擬波形中使用的來自C1、C2、C3等的制約輸出電平的序列(模擬圖10的表130，即表3.1和3.2中存儲的輸出電平的序列)。信號處理器的功能是正確地識別由傳輸AC模擬波形構成的碼元的序列。輸出電平的識別序列送到解碼器/存儲器340。
解碼器/存儲器340解碼從信號處理器330接收的碼元的識別序列。如果接收的碼元是一個數據碼元，解碼器/存儲器340恢復從其來的數據的N-比特。另一方面，如果接收的碼元對應於外加碼元X，可用這種外加符號X表示的控制作用被恢復。一些外加碼元可控制其中的同步、編址協議、誤差檢測、擾頻和壓縮。
本發明的產生和檢測裝置的集成電路(IC)是一個包含設計處理的結果的IC晶片的匹配對。另一種方案，產生和檢測裝置可構成為傳統的微處理器，最好是高速微處理器。
到此為止，僅描述了直接傳播的例子。在本發明的另一種應用中，上述的編碼和解碼裝置可引入光傳輸系統，例如光纖系統，雷射通信系統等。在這種應用中，輸出單元80(圖8和10)將表示一個碼元的AC模擬波形送到光強度調製器，調製光波的光子輸出。
然而本發明的還有另一種應用，編碼裝置可引入RF發射機，以致於AC模擬波形調製產生AM調製波形的載波。這樣調製的RF載波頻率假設為有效地高於頻率fk。可識別碼元波形，也就是表示碼元的序列的AC模擬波形，幅度調製RF載波頻率。
作為本發明的進一步應用，編碼裝置可引入磁存儲器，其中來自輸出單元80(圖8和10)的AC模擬波形用於調製記錄頭的寫電流，以便感應通量在磁記錄器的磁介質中改變。磁存儲器的讀出頭提供輸入到解碼器的帶通濾波器310(圖11)的模擬波形。
在本發明的又另一個應用中，編碼器和解碼器提供在雙向傳輸系統的每端。雙向傳輸系統可通過利用反向信號用單個信道運行。雙向系統也可用獨立信道，用被賦於特殊傳輸方向的各自信道運行。
在本發明的再另一個應用中，編碼器和解碼器引入再生轉發器。由轉發器接收的AC模擬波形S(t)由解碼器解碼成數據；和編碼器重編碼解碼數據成被重發送的另一個AC模擬波形S』(t)。可理解為，轉發器可編碼與該形式不同的數據，其中它被接收來提供相加的保密性，即編碼器的各實施例分別引入發射機和轉發器。換言之，由轉發器產生的模擬波形S』(t)可與接收的模擬波形S(t)不同。
儘管已參照最佳實施例特殊表示和描述了本發明，將可清楚地理解為，可進行各種改變而不脫離本發明精神和範圍。企圖使附加權利要求解釋為包括上面所討論的各實施例，已描述的那些替代物和所有其等同物。
權利要求
1.一種將輸入數據編碼成構成為唯一幹擾圖形的單個模擬波形的方法，包括步驟為接收所述的輸入數據；產生大體多個正弦波，其每個呈現至少一個可控制波特性；隨著所述的輸入數據的函數，控制所述多個波的各自波的所述至少一個波特性，以產生控制的波；組合多個所述控制波，以產生幹擾圖形；和輸出所述的幹擾圖形作為所述的表示輸入數據的單個模擬波形。
2.根據權利要求1的方法，其中所述輸入數據由數字信息的串行比特構成；和還包括將所述輸入數據分成數據的N-比特的段的步驟，這裡N是大於或等於1的整數；和其中所述至少一個波特性控制作為所述數據的N-比特的段的函數。
3.根據權利要求2的方法，其中一段編碼為一個碼元；所述單個模擬波形表示連續的碼元；和所述單個模擬波形從碼元連續到碼元。
4.根據權利要求3的方法，其中所述單個模擬波形在連續碼元之間的邊界上基本上呈現零幅度。
5.根據權利要求3的方法，其中所述單個模擬波形是一個AC模擬波形。
6.根據權利要求5的方法，其中所述AC模擬波形跨越K單元的持續時間，以表示一個碼元。
7.根據權利要求6的方法，其中K單元的每個碼元表示預定時間持續時間KL秒和其中所述AC模擬波形具有一個平均頻率fk=1/2L。
8.根據權利要求7的方法，這裡至少所述多個基本上正弦的波之一的頻率大於fk和至少所述多個基本上正弦波之一的頻率小於fk。
9.根據權利要求1的方法，其中控制步驟隨著所述輸入數據的函數，控制所述多個波的所述各自波的增益，以產控制的波。
10.根據權利要求1的方法，其中控制步驟隨著所述輸入數據的函數，控制所述多個波的所述各自波的相位，以產生控制的波。
11.根據權利要求9的方法，其中控制步驟還隨著所述輸入數據的函數，控制所述多個波的所述各自波的相位，以產生控制的波。
12.根據權利要求6的方法，還包括通過制約所述AC模擬波形的幅度到至少在每個單元內預定點上至少一個約束值整形所述AC模擬波形的步驟。
13.根據權利要求12的方法，其中所述至少一個約束值對應於多個離散電壓電平。
14.用於將輸入數據編碼成按唯一幹擾圖形構成的單個模擬波形的裝置，包括用於接收所述輸入數據的裝置；用於產生多個基本上正弦波的裝置，每個波呈現至少一個可控制的波特性；用於隨著所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的至少一個波特性以產生控制波的裝置；用於組合多個所述控制波以產生一個幹擾波形的裝置；和用於按表示所述輸入數據的所述單個模擬波形輸出所述幹擾圖形的裝置。
15.根據權利要求14的裝置，其中所述的輸入數據由數字信息的串行比特的構成；和還包括用於將所述輸入數據分成數據的N-比特的段的裝置，這裡N是大於或等於1的整數；和其中所述至少一個波特性按所述N-比特的數據的段的功能控制。
16.根據權利要求15的裝置，其中一段編碼為一個碼元；所述單個模擬波形表示連續的碼元；和所述的單個模擬波形從碼元連續到碼元。
17.根據權利要求16的裝置，其中所述的模擬波形在連續碼元之間的一個邊界上基本上呈現零幅度。
18.根據權利要求16的裝置，其中所述單個模擬波形是一個AC模擬波形。
19.根據權利要求18的裝置，其中所述AC模擬波形跨越K單元的持續時間，以表示一個碼元。
20.根據權利要求19的裝置，其中K單元的每個碼元表示預定持續時間KL秒和其中所述AC模擬波形具有平均頻率fk=1/2L。
21.根據權利要求20的裝置，其中至少所述多個基本上正弦波之一的頻率大於fk和至少所述多個基本上正弦波之一的頻率小於fk。
22.根據權利要求14的裝置，其中所述的控制裝置包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的增益以產生控制波的裝置。
23.根據權利要求14的裝置，其中所述的控制裝置包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波的裝置。
24.根據權利要求22的裝置，其中所述的控制裝置還包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波的裝置。
25.根據權利要求19的裝置，還包括用於通過約束所述AC模擬波形的幅度到至少在每個單元內一個預定點的至少一個約束值整形所述AC模擬波形的裝置。
26.根據權利要求25的裝置，其中所述至少一個約束值對應於多個離散電壓電平之一。
27.根據權利要求14的裝置，其中所述的輸出裝置包括用於直接傳播所述單個模擬波形的裝置。
28.根據權利要求14的裝置，其中輸出裝置包括用於用所述單個模擬波形調製RF載波以產生一個AM調製的波形的裝置。
29.根據權利要求14的裝置、其中所述的輸出裝置包括用於用所述單個模擬波形調製光載波以產生光子波的裝置。
30.根據權利要求14的裝置，其中所述的輸出裝置包括用所述單個模擬波形調製記錄頭的寫電流以便感應通量在磁介質中變化的裝置。
31.根據權利要求27的裝置，其中所述的直接傳播裝置在空氣中傳播所述單個模擬波形。
32.根據權利要求27的裝置，其中所述的直接傳裝置在導線中傳播所述的單個模擬波形。
33.根據權利要求28的裝置，其中所述的調製RF載波裝置包括用於在空氣中傳播所述AM調製波形的裝置。
34.根據權利要求28的裝置，其中所述調製RF載波的裝置包括用於在導線中傳播所述AM調製波形的裝置。
35.根據權利要求29的裝置，其中所述調製光載波的裝置包括用於在空氣中傳播所述光子波的裝置。
36.根據權利要求29的裝置，其中所述的調製光載波的裝置包括用於在導線中傳播所述的光子波的裝置。
37.一種將輸入數據編碼成單個模擬例波形的方法，包括步驟為提供各自碼元波形S(t)的取樣點的存儲數字值的可編址表，其中S(t)是由組合多個基本上正弦波產生的一個幹擾圖形，所述基本上正弦波的每一個具有至少一個按所述輸入數據的函數控制的波特性；按所述輸入數據的函數產生一個地址，以編址一個表。從編址表讀出存儲的數字值；和濾波從所述編址表讀出的數字值，以產生表示所述輸入數據的所述單個模擬波形。
38.根據權利要求37的方法，其中所述輸入數據由數字信息的串行比特構成；和還包括將所述的輸入數據劃分成N-比特的數據的段的步驟，這裡N是大於或等於1的整數；和其中所述至少一個波特性按所述N-比特的數據的段的函數進行控制。
39.根據權要求38的方法，其中一段編碼為一個碼元波形S(t)；所述單個模擬波形表示連續碼元波形S(t)；和所述單個模擬波形從碼元波形S(t)連續到碼元波形S(t)。
40.根據權利要求39的方法，其中所述的單個模擬波形在連續碼元波形S(t)之間的一個邊界上呈現基本上零幅度。
41.根據權利要求39的方法，其中所述單個模擬波形是一個AC模擬波形。
42.根據權利要求41的方法，其中所述AC模擬波形跨越K單元的持續時間，以表示一個碼元波形S(t)。
43.根據權利要求42的方法，其中K單元的每個碼元表示一個預定持續時間KL秒和其中所述的AC模擬波形具有一個平均頻率fk=1/2L。
44.根據權利要求43的方法，這裡至少所述多個基上正弦波之一的頻率是大於fk和至少所述多個基本正弦波之一的頻率大於fk。
45.根據權利要求37的方法，其中控制步驟按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的增益以產生控制波的步驟。
46.根據權利要求47的方法，其中控制步驟按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波。
47.根據權利要求45的方法、其中控制步驟按所述輸入數據的函數還控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波。
48.根據權利要求42的方法，還包括通過約束所述AC模擬波形為至少在每個單元內一個預點的至少一個約束值整形所述AC模擬波形的步驟。
49.根據權利要求48的方法，其中每個約束值對應於多個離散電壓電平。
50.用於把輸入數據編碼成單個模擬波形的裝置，包括用於提供各自碼元波形S(t)的取樣點的存儲數字值的可編址表的裝置，其中S(t)是一個通過組合多個基本上正弦波產生的幹擾波形，每個所述基本上正弦波具有按所述輸入數據的函數控制的至少一個波特性；用於按所述輸入數據的函數產生一個地址，以編址一個表的裝置；用於從可編址表中讀出存儲的數字值的裝置；和用於濾除從所述地址表讀出的數字值以產生表示所述輸入數據的所述單個模擬波形的裝置；
51.根據權利要求50的裝置，其中所述的輸入數據由串行比特的數字信息構成；和還包括用於將所述輸入數據分成N-比特的數據段的裝置，這裡N是大於或等於1的整數；和其中所述至少一個波特性是按所述N-比特的數據的段的函數控制的。
52.根據權利要求51的裝置，其中一段編碼為一個碼元波形S(t)；所述單個模擬波形表示連續碼元波形S(t)；和所述單個模擬波形是從碼元波S(t)連續到碼元波形S(t)。
53.根據權利要求52的裝置，其中所述單個模擬波形在連續碼元波形S(t)之間的一個邊界上呈現基本上零幅度。
54.根據權利要求52的裝置，其中所述的單個模擬波形是一個AC模擬波形。
55.根據權利要求54的裝置，其中所述的AC模擬波形跨越K單元的持續時間，以表示一個碼元波形S(t)。
56.根據權利要求55的裝置，其中K單元的每個碼元表示預定持續時間KL秒和其中所述的AC模擬波形具有一個平均頻率fk=1/2L。
57.根據權利要求56的裝置，這裡至少所述多個基本上正弦波之一的頻率大於fk和至少所述多個基本上正弦波之一的頻率小於fk。
58.根據權利要求50的裝置，其中所述的控制裝置包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的增益以產生控制波的裝置。
59.根據權利要求50的裝置，其中所述的控制裝置包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波的裝置。
60.根據權利要求58的裝置，其中所述的控制裝置還包括用於按所述輸入數據的函數控制所述多個波的各自波的相位以產生控制波的裝置。
61.根據權利要求55的裝置，還包括用於通過將所述AC模擬波形的幅度約束到至少每個單元內一個預定點的至少一個約束值整形所述AC模擬波形的裝置。
62.根據權利要求61的裝置，其中所述的至少一個約束值對應於多個離散電壓電平之一。
63.根據權利要求50的裝置，其中所述的輸出裝置包括用於直接傳播所述單個模擬波形的裝置。
64.根據權利要求50的裝置，其中所述的輸出裝置包括用於用所述的單個模擬波形調製RF載波以產生一個AM調製波形的裝置。
65.根據權利要求50的裝置，其中所述的輸出裝置包括用於用所述的單個模擬波形調製光載波以產生一個光子波的裝置。
66.根據權利要求50的裝置，其中所述的輸出裝置包括用於用所述的單個模擬波形調製記錄頭的寫電流以便感應通量在磁介質中改變的裝置。
67.根據權利要求63的裝置，其中所述的直接傳播裝置在空氣中傳播所述的單個模擬波形。
68.根據權利要求63的裝置，其中所述的直接傳播裝置在導線中傳播所述單個模擬波形。
69.根據權利要求64的裝置，其中所述的調製RF載波的裝置包括用於在空氣中傳播所述AM調製波形的裝置。
70.根據權利要求64的裝置，其中所述的調製RF載波的裝置包括用於在空氣中傳播所述的AM調製波形的裝置。
71.根據權利要求65的裝置，其中所述的調製光載波的裝置包括用於在空氣中傳播所述的光子波的裝置。
72.根據權利要求65的裝置，其中所述的調製光載波的裝置包括用於在導線中傳播所述的光子波的裝置。
73.用於解碼來自單個模擬波形的數據的裝置，包括用於提供一個存儲相應於各自碼元波形S(t)的取樣點的數字值的數據的存儲器，其中S(t)是一個通過組合多個基本上正弦波產生的幹擾波形；用於濾掉所述單個模擬波形以產生已濾波的波形的裝置；用於在預定間隔時間上取樣所述的已濾波的波形以產生取樣點的裝置；用於從所述的取樣點產生數字值的序列的裝置；和用於按所述數字值的序列的函數從存儲器讀出存儲的數據的裝置，其中所述的單個模擬波形表示所述存儲的數據。
74.用於發送和接收數據的裝置，包括用於提供用於傳輸的數據的裝置；用於將所述數據編碼成單個模擬波形的裝置，包括用於提供各自波形S(t)的取樣點的存儲數字值的可編址表的裝置，其中S(t)是通過組合多個基本上正弦波產生的幹擾波形，所述基本上正弦波的任一個具有至少按所述數據的函數控制的一個波特性；用於按所述的數據產生一個地址以便編址一個表的裝置；用於從編址表讀出存儲的數字值的裝置；和用於濾掉從所述的編址表讀出的數字值以產生所述的表示所述數據的單個模擬波形的裝置；用於發送所述單個模擬波形的裝置；用於接收所述單個模擬波形的裝置；用於從單個模擬波形中解碼所述數據的裝置，包括用於提供相應於所述各自碼元波形S(t)的取樣點的數字值的存儲數據的存儲器的裝置；用於濾除所述單個模擬波形以提供一個已濾波的波形的裝置，用於取樣在預定間隔時間上的所述已濾波的波形以提供取樣點的裝置；用於從所述的取樣點產生數字值的序列的裝置；和用於按所述數字值的序列的函數從存儲器中讀出存儲的數據的裝置。
全文摘要
數字數據編碼成由正弦波幹涉圖形的幹涉產生的一系列模擬波形,稱為碼元波形。每個波形是一種N－比特的數據的編碼型式(方塊210)。這些編碼碼元波形是一種在狀態上和在傳播特性上與習慣的電壓狀態信號和脈衝碼很不相同的編碼形式。該編碼的碼元波形通過產生(方塊230和240)和疊加(方塊270A和270B)一組模擬正弦波形成,這裡計算每個波的增益(方塊260A和260B)和相移(方塊250A和250B),以便在組合中提供經過信號處理技術由檢測器識別的唯一幹涉圖形,並然後解碼。計算碼元波形以使連續碼元波形接合在一起形成一個平滑連續的AC模擬信號,該模擬信號本身不能產生幹涉頻率,能被帶通濾波,和適合於長距離傳播。本發明的傳輸技術尤其可應用到數字通信設備或系統。
文檔編號H04M7/00GK1223046SQ97191723
公開日1999年7月14日 申請日期1997年1月10日 優先權日1997年1月10日
發明者W·A·甘特爾 申請人:特蘭斯申達塔公司