利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的製作方法

2023-05-10 03:02:41 2

專利名稱：利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的製作方法
技術領域：
本發明是一種應用於中、高速無線通信系統，實現全數字寬帶、超寬帶中、高速無線通信物理層的解決方案，尤其涉及一種利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法。
背景技術：
超寬帶(Ultra-Wideband，UWB)技術是無線通信領域的一項革命性新技術。超寬帶技術的特點是利用極寬的頻帶進行通信，可以達到超過1000M比特/秒的無線傳輸速率。為了不對使用頻帶內的其它通信系統造成幹擾，超寬帶系統的發射功率受到了嚴格的限制，因此，目前高速超寬帶通信的距離一般在10米以內。
目前，超寬帶通信有兩種基本的實現方式一種是基帶窄脈衝方式，另一種是調製載波方式。基帶窄脈衝方式利用基帶窄脈衝序列攜帶信息，無需調製載波，一般用於較低速率、低成本、低功耗的系統。調製載波方式將超寬帶信號調製在正弦載波上傳輸，可以實現很高的數據傳輸速率，並且具有頻譜利用率高、頻帶使用靈活等優點。
在目前提出的調製載波的超寬帶無線通信系統中，一般採用的都是模擬的調製、解調器。即在發射端將數位訊號通過數模變換(Digital-to-Analog Conversion，DAC)得到基帶模擬信號，然後將其與模擬載波相乘、濾波，完成載波調製；在接收端，將收到的帶通信號與模擬載波相乘、濾波，得到基帶模擬信號，完成載波解調，再將此基帶模擬信號通過模數變換(Analog-to-Digital Conversion，ADC)，得到數位訊號，並進行進一步的處理。採用這樣的方法，系統中需要採用模擬載波調製器和解調器，增大了系統實現的複雜度、成本和功耗，並且模擬調製中引入噪聲、相位不均衡性等，也會影響系統的性能。同時，模擬調製、解調器的中心頻率等參數無法隨意改變，影響了系統使用頻譜的靈活性。
另一方面，目前還存在著利用數字上變頻(Digital-Up-Conversion，DUC)和數字下變頻(Digital-Down-Conversion，DDC)技術實現全數字通信系統的方法。這一方法是利用數控振蕩器(Numerically Controlled Oscillators，NCO)產生數字載波信號，將其與數位訊號相乘、濾波，在數字域完成載波調製與解調。因為超寬帶系統的數據傳輸速率很高，如果在超寬帶系統中利用這種方法，實現難度很大，對硬體要求非常高。

發明內容
本發明提供一種能夠在調製載波的超寬帶技術中利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法，本發明能使系統實現成本低、功耗小、易集成，具有系統性能穩定的優點。
本發明採用如下技術方案一種應用於中、高速無線通信系統的利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法，包括發射方法和接收方法，在發射端，所發送的數據1採用基於包的突髮結構，每一個數據包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用於進行包檢測、符號同步和信道估計；每個數據包首先經過信道編碼器2編碼，加入了用於校驗和糾錯的冗餘信息；信道編碼後進行信道交織3，減輕信道傳輸中的突發錯誤對性能的影響；信道交織的輸出比特流經過符號映射器4，形成可用於傳輸的符號流；接著進行串並變換5，將串行的符號流變換成並行的符號流，作為正交調製器6的輸入，正交調製器6對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調製，該正交調製的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉，使本次正交調製輸出的N點樣值序列所對應的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調製增加1，上述頻域相位旋轉為Xn(l,k)=X(l,k)ej2nkPN,k=0,1,,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉後得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉，將輸出的信號搬移到[(K0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶範圍之內，這裡Δf為OFM的子載波間隔，K0為起始頻偏，根據系統工作頻段的要求設定或自適應地更改，上述時域相位旋轉為x2,n(l,n)=x1,n(l,n)ej2(nP+n)k0PN,n=0,1,,(N-1),]]>
這裡{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉後得到的N點樣值序列；(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進位倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進位倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這裡Δn′為Δn的Q比特二進位倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進位倒序是將Δn寫成Q比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為Δn′，每次正交調製得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調製後得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對{x′(l，n)}進行Q×M比特二進位倒序整序，得到最後的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經正交調製器6處理後數據進行並串變換7，將並行的數據流變換成串行的數據流；並串變換後的數位訊號加上循環前綴，生成正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號8；接著經過數模變換器9，產生模擬帶通信號，經放大器10和帶通濾波器11後，由發射端天線12發射；在接收端，接收天線13接收到的信號由帶通濾波器14濾除有用信號頻帶之外的幹擾信號和噪聲，信號經放大器15放大後由模數變換器16進行模數變換，在模數變換後，在每一個數據包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17，獲得每一個數據幀的起始位置，同步後的信號進行串並變換18和相位旋轉19，該相位旋轉19用來補償正交調製器6帶來的對時域信號的相位旋轉，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2nk0/N,n=0,1,,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數據序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉之後的數據，在相位旋轉後進行N點快速傅立葉變換器20進行快速傅立葉變換(Fast Fourier Transfer，FFT)，將信號變換到頻域，並在該頻域進行信道估計21，用信道估計得到的信道頻率響應的估計值對後面的接收數據進行頻域均衡22，頻域均衡後的數據進行並串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道解碼26，得到輸出數據27。
與現有技術相比，本發明具有如下優點採用本發明提出的以「P×N點正交調製」為核心的全數字超寬帶無線通信系統方案，可以獲得下列的有益效果1.系統採用全數字的實現方式，不需要模擬調製器、解調器等模擬器件，使得整個通信系統成本降低，並易於集成到單晶片的大規模集成電路中。
2.在超寬帶通信系統中，因為基帶信號的帶寬一般很大，所以P值較小。「P×N點正交調製」又進一步減小了P×N點IFFT的運算量。所以與現有的數字調製技術相比，本發明的通信系統以很小的運算量實現了數字調製。
3.系統的全數字的實現方式，使得自適應頻譜搬移非常方便，並且不需要額外的硬體開銷，同時避免了模擬調製帶來的噪聲和相位不均衡性。
4.接收端可以採用欠採樣技術，從而可以使用較低採樣速率的ADC，降低了系統的實現成本。
5.利用本發明提供的參考設計方法，可將本發明用於實現多帶OFDM聯盟(Multi-Band OFDM Alliance，MBOA)的多帶-OFDM(Multi-Band OFDM，MB-OFDM)方案，及其後續發展的更新方案。


圖1是本發明的原理框圖。
圖2是本發明通信系統中使用的數據包的格式。
圖3是本發明提出的「P×N點正交調製」示意圖。
圖4是本發明的一個具體實施方式
的通信系統原理圖。
具體實施例方式
實施例1一種應用於中、高速無線通信系統的利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法，包括發射方法和接收方法，其特徵在於在發射端，所發送的數據1採用基於包的突髮結構，每一個數據包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用於進行包檢測、符號同步和信道估計每個數據包首先經過信道編碼器2編碼，加入了用於校驗和糾錯的冗餘信息；信道編碼後進行信道交織3，減輕信道傳輸中的突發錯誤對性能的影響；信道交織的輸出比特流經過符號映射器4，形成可用於傳輸的符號流；接著進行串並變換5，將串行的符號流變換成並行的符號流，作為正交調製器6的輸入，正交調製器6對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調製，該正交調製的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉，使本次正交調製輸出的N點樣值序列所對應的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調製增加1，上述頻域相位旋轉為Xn(l,k)=X(l,k)ej2nkPN,k=0,1,,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉後得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉，將輸出的信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶範圍之內，這裡Δf為OFDM的子載波間隔，k0為起始頻偏，根據系統工作頻段的要求設定或自適應地更改，上述時域相位旋轉為x2,n(l,n)=x1,n(l,n)ej2(nP+n)k0PN,n=0,1,,(N-1),]]>這裡{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉後得到的N點樣值序列；(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進位倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進位倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這裡Δn′為Δn的Q比特二進位倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進位倒序是將Δn寫成Q比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為Δn′，每次正交調製得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調製後得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對{x′(l，n)}進行Q×M比特二進位倒序整序，得到最後的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經正交調製器6處理後數據進行並串變換7，將並行的數據流變換成串行的數據流；並串變換後的數位訊號加上循環前綴，生成正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號8；接著經過數模變換器9，產生模擬帶通信號，經放大器10和帶通濾波器11後，由發射端天線12發射；在接收端，接收天線13接收到的信號由帶通濾波器14濾除有用信號頻帶之外的幹擾信號和噪聲，信號經放大器15放大後由模數變換器16進行模數變換，在模數變換後，在每一個數據包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17，獲得每一個數據幀的起始位置，同步後的信號進行串並變換18和相位旋轉19，該相位旋轉19用來補償正交調製器6帶來的對時域信號的相位旋轉，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2nk0/N,n=0,1,,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數據序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉之後的數據，在相位旋轉後進行N點快速傅立葉變換20，將信號變換到頻域，並在該頻域進行信道估計21，用信道估計得到的信道頻率響應的估計值對後面的接收數據進行頻域均衡22，頻域均衡後的數據進行並串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道解碼26，得到輸出數據27。
實施例2根據本發明設計的一個超寬帶無線通信系統，作為具體實施方式
的一個參考設計。這個通信系統的基本參數如表1所示。系統中，OFDM調製的子載波間隔為Δf＝250KHz，子載波數為N＝128，其中ND＝112個子載波傳送數據。IFFT的輸入採用反向復共軛的形式。採用「8×128點正交調製」(即P＝8，N＝128)將基帶信號的頻譜進行搬移。本例中沒有包括頻譜控制的自適應算法，k0取固定值448，這樣，在P×N＝1024點IFFT中，有效數據佔用的子載波序號為448-575，基帶信號被搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]，即111.875-143.875MHz的頻段內。
表1基本參數

圖4為此系統的原理圖。在發射端，信道編碼採用編碼速率為1/2，約束長度為7的卷積碼。信道交織採用塊交織，塊的大小為112比特，交織深度為14。符號映射採用QPSK，每兩個比特b1b2映射為一個QPSK符號s。映射方式如表2所示。
表2QPSK符號映射方式

每個OFDM符號中傳送56個QPSK符號，第l個OFDM符號中傳送的QPSK符號表示為{s(l，k)，k＝0，1，…，55}，這56個QPSK符號及其反向復共軛符號共佔據112個子載波信道，其它子載波信道傳送0。每個OFDM符號的128個子載波信道分配如下

IFFT採用8×128點正交調製，即P＝8，N＝128。並串變換後，每個OFDM符號的128×8＝1024個樣值前加上32×8＝256個樣值的循環前綴，組成完整的OFDM符號。接著經過DAC，產生模擬帶通信號，經帶通濾波器後，由天線發射。這裡DAC的輸入採樣速率為256M樣值/秒，每個樣值8比特量化。
在接收端，天線的輸出信號首先經過帶通濾波器，放大後進行ADC。ADC採樣速率為64M樣值/秒，每個樣值8比特量化。包檢測和符號後進行同步後相位旋轉，然後進行128點FFT，變換到頻域，並在頻域進行信道估計和頻域均衡。相位旋轉、信道估計和頻域均衡的算法如上文所述。均衡後，根據發射端IFFT的輸入為反向復共軛的特點，把FFT的輸出符號進行合併，即y^(l,k)=12(y~(l,k)+conj[y~(l,111-k)]),k=0,1,,55---(9)]]>這裡{y~(l,k),k=0,1,,111}]]>為第l個OFDM符號均衡的輸出。 並串變換後進行QPSK逆映射，然後再經過解交織和維特比解碼，得到輸出數據。
實施例3本發明在基帶採用正交頻分復用(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，OFDM)編碼調製技術，並利用FFT/IFFT實現基帶超寬帶信號的頻譜搬移，從而實現全數字超寬帶無線通信系統。
本發明提出的全數字超寬帶無線通信系統的原理框圖如圖1所示。在發射端，發送數據1採用基於包的突髮結構，以適應高速無線多媒體通信的靈活使用傳輸資源的要求。如圖2所示，每一個數據包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用於進行包檢測、符號同步和信道估計。信道估計序列後面是要發送的數據部分。每個數據包首先經過信道編碼器2，加入用於校驗和糾錯的冗餘信息。信道編碼可以採用多種方式，如卷積碼、Turbo碼、低密度奇偶校驗(Low Density Parity Check，LDPC)碼等。信道編碼後進行信道交織3，以減輕信道傳輸中的突發錯誤對性能的影響。信道交織可以採用塊交織、卷積交織等多種形式。信道交織的輸出比特流經過符號映射器4，形成適宜傳輸的符號流。符號映射可以採用二進位相移鍵控(Binary Phase-Shift Keying，BPSK)、四相相移鍵控(Quadriphase-Shift Keying，QPSK)、8進位相移鍵控(8-ary Phase-Shift Keying，8PSK)和16進位正交幅度調製(16-aryQuadrature-Amplitude Modulation，16QAM)等多種方式。接著進行串並變換5。串並變換將串行的比特流變換成並行的比特流，作為後面「P×N點正交調製」6的輸入。「P×N點正交調製」6每次處理N點輸入數據，第l次的輸入表示為{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}，l＝0，1，…。如果每次的N點輸入數據滿足反向復共軛條件，即X(l，k)＝conj(X(l，N-1-k))，k＝0，1，…，(N/2-1)， (1)其中conj表示取共軛運算，則其輸出序列的虛部為0，此時可以用一路通信信道完成對輸出序列實部的發送和接收，否則需要採用空分、時分等方法，用兩路通信信道對輸出序列的實部和虛部分別進行發送和接收。
本發明提出了用「P×N點正交調製」6實現N點IFFT，並同時完成IFFT變換後對基帶信號的頻譜搬移的方法。IFFT和快速傅立葉變換是一對逆變換。可以在發送端用IFFT，接收端用FFT，也可以反過來。根據習慣，我們採用了前一種方式，以體現發送端從頻域變換到時域的物理意義。本發明也同樣適用於「P×N點FFT」的情況。
「P×N點正交調製」6的原理是用P×N點IFFT完成對N點輸入數據的IFFT運算，這裡N、P為大於2的正整數，一般取N＝2M，P＝2Q，M和Q都為正整數。通過將這N點數據放在P×N點IFFT的輸入的適當位置，同時完成對IFFT輸出信號的頻譜搬移，如圖3所示(圖中省略了數據塊序號l)。設「P×N點正交調製」6(或P×N點IFFT)的第l次的輸入為{X′(l，k)，k＝0，1，…，(P×N-1)}，則 其中0≤k0≤(P×N-N)為N點輸入數據序列{X(l，k)}在P×N點輸入數據序列{X′(l，k)}中的起始位置，稱為起始頻偏。起始頻偏代表了頻譜搬移的位置，即輸出信號的頻譜被搬移到了[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的範圍之內，這裡Δf為OFDM的子載波間隔。
與直接進行P×N點IFFT不同，「P×N點正交調製」6利用輸入中有連續的(分為一塊或兩塊)(P×N-N)個0的特點，通過P次N點IFFT，完成P×N點IFFT，使總運算量從PN2log2(PN)]]>次複數乘法和PNlog2(PN)次複數加法分別減少到了(PN2log2N+2N)]]>次複數乘法和PNlog2N次複數加法。其算法敘述如下。算法首先循環執行下面的步驟(1)-(5)共P次，每次循環中Δn取值不同，依次從0遞增到(P-1)。Δn代表了本次循環輸出的N點時間序列在最後總的輸出的P×N點序列中的偏移位置，稱為時間偏移量。
(2)以序列{XΔn(l，k)}為輸入，進行N點IFFT，得到N點時間序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}；(3)---x2,n(l,n)=x1,n(l,n)ej2(nP+n)k0PN,n=0,1,,(N-1);]]>(4)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M比特二進位倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，即xΔn(l，n)＝x2，Δn(l，Or(M，n))，n＝0，1，…，(N-1)， (3)其中函數Or(M，n)將自然數n寫成M比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為函數的輸出，比如M＝3，n＝3(二進位011)，Or(M，n)＝6(二進位110)；(5)設Δn′＝Or(Q，Δn)，將序列{xΔn(l，n)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[N□Δn′，N□Δn′+N-1]的位置。
經過P次循環後，將得到一個完整的P×N點序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，最後將{x′(l，n)}按Q×M比特二進位進行整序，並乘以因子 即可得到最後的輸出序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，即x(l,n)=x(l,Or(QM,n))P,n=0,1,,(PN-1).---(4)]]>可以證明，這樣得到的輸出序列{x(l，n)}與以{X′(l，k)}為輸入直接進行P×N點IFFT得到的輸出序列完全一樣，但運算量卻從PN2log2(PN)]]>次複數乘法和PNlog2(PN)次複數加法分別減少到了(PN2log2N+2N)]]>次複數乘法和PNlog2N次複數加法。
在「P ×N點正交調製」6中，改變起始頻偏k0的值，可以在數字域方便地實現頻譜搬移。系統可以採用各種已有的方法檢測通信信道的使用情況和質量，確定信號的最佳傳輸頻段，然後設置相應的k0值，即可將信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻段內，其中Δf為OFDM中採用的子載波間隔。「P×N點正交調製」6後進行並串變換7，將並行的數據流變換成串行的數據流。並串變換7後的數位訊號加上循環前綴(Cyclic Prefix，CP)和保護間隔(Guard Interval，GI)(保護間隔也可以沒有)，生成OFDM符號8。接著經過數模變換器(DAC)9，產生模擬帶通信號，經放大器10和帶通濾波器11後，由發射端天線12發射。
在接收端，接收天線13的輸出信號首先經過帶通濾波器14，儘量濾除有用信號頻帶之外的幹擾信號和噪聲。信號放大15後進行模數變換(ADC)16。ADC 16包括採樣、量化兩個主要步驟。這裡採用欠採樣技術，即使用相對於等效基帶信號帶寬的2至4倍的採樣速率，而不是使用帶通信號所要求的更高的採樣速率。在ADC16之後，在每一個數據包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步17。同步後的信號進行串並變換18和相位旋轉19。
相位旋轉19用來補償「P×N點正交調製」6帶來的對時域信號的相位旋轉。設第l次(l＝0，1，…)的N個接收數據為{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，相位旋轉之後的數據為{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，則有r1(l,n)=r(l,n)e-j2nk0/N,n=0,1,,(N-1).---(5)]]>在相位旋轉後進行N點FFT 20，將信號變換到頻域，並在頻域進行信道估計21。本發明的通信系統中，可以採用各種已有的信道估計方法，但所採用的方法的估計結果中必須包含「P×N點正交調製」6中起始頻偏k0和未知的時間偏移量Δn所帶來的相位旋轉 此處給出採用迫零算法的信道估計方法。
在迫零算法中，在每一個數據包的數據序列之前，有一個信道估計序列，如圖2所示。信道估計序列由Lc個OFDM符號構成，Lc的大小根據系統的性能要求而定。在每個信道估計OFDM符號中，發送固定的偽隨機序列{c(k)＝±1，k＝0，1，…，(ND-1)}，ND為一個OFDM符號中發送的數據符號個數。信道估計序列和數據序列一起，在頻域發送。
在接收端，設收到的頻域(即FFT之後的)信道估計序列為{yc(l，k)，l＝0，1，…，(Lc-1)，k＝0，1，…，(ND-1)}，其中yc(l，k)為第l個信道估計符號的第k個樣值所對應的接收樣值，則信道的頻率響應的估計值為H^(k)=1Lcl=0Lc-1yc(l,k)c(k),k=0,1,,(ND-1).---(6)]]>
信道估計21得到的信道頻率響應的估計值用來對後面的接收數據進行頻域均衡22。設收到的數據序列為{yd(l，k)，l＝0，1，…，(Ld-1)，k＝0，1，…，(ND-1)}，Ld為數據序列包含的OFDM符號個數，均衡後的數據序列為{y~d(l,k),l=0,1,,(Ld-1),k=0,1,,(ND-1)},]]>則有y~d(l,k)=yd(l,k)/H^(k),l=0,1,,(Ld-1),k=0,1,,(ND-1).---(7)]]>頻域均衡22過之後的數據進行並串變換23、符號逆映射24、信道解交織25和信道解碼26，得到輸出數據27。符號逆映射24、信道解交織25和信道解碼26採用的實現方法依據發送端符號映射4、信道交織3和信道編碼2所採用的方法而定。
權利要求
1.一種應用於中、高速無線通信系統的利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法，包括發射方法和接收方法，其特徵在於在發射端，所發送的數據(1)採用基於包的突髮結構，每一個數據包的前端是包檢測、同步序列和信道估計序列，用於進行包檢測、符號同步和信道估計；每個數據包首先經過信道編碼器(2)編碼，加入了用於校驗和糾錯的冗餘信息；信道編碼後進行信道交織(3)，減輕信道傳輸中的突發錯誤對性能的影響信道交織的輸出比特流經過符號映射器(4)，形成可用於傳輸的符號流；接著進行串並變換(5)，將串行的符號流變換成並行的符號流，作為正交調製器(6)的輸入，正交調製器(6)對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調製，該正交調製的步驟如下(a)將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉，使本次正交調製輸出的N點樣值序列所對應的時間偏移量為Δn，該時間偏移量Δn從0依次增加到P-1，每次正交調製增加1，上述頻域相位旋轉為Xn(l,k)=X(l,k)ej2nkPN,k=0,1,,(N-1),]]>其中{X(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}和{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}分別為輸入的N點符號序列和進行頻域相位旋轉後得到的N點符號序列；(b)對{XΔn(l，k)，k＝0，1，…，(N-1)}進行N點反向快速傅立葉變換，得到N點樣值序列{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}(c)對{x1，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}進行時域相位旋轉，將輸出的信號搬移到[(k0-1/2)Δf，(k0+N-1/2)Δf]的頻帶範圍之內，這裡Δf為正交頻分復用的子載波間隔，k0為起始頻偏，根據系統工作頻段的要求設定或自適應地更改，上述時域相位旋轉為x2,n(l,n)=x1,n(l,n)ej2(nP+)k0PN,n=0,1,,(N-1),]]>這裡{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為時域相位旋轉後得到的N點樣值序列(d)將{x2，Δn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}按M＝log2N比特二進位倒序進行整序，得到{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}，上述M比特二進位倒序整序是將原序列中的樣值序號寫成M比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為原樣值的新的序號；(e)將序列{xΔn(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}放在P×N點序列{x′(l，n)}的[NΔn′，NΔn′+N-1]的位置，這裡Δn′為Δn的Q比特二進位倒序，Q＝log2P，上述Q比特二進位倒序是將Δn寫成Q比特二進位數，將表示此二進位數的比特序列左右倒序排列，再將新的二進位數對應的自然數作為Δn′，每次正交調製得到時間偏移量為Δn的N個輸出樣值，P次正交調製後得到P×N點輸出樣值序列{x′(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，對(x′(l，n)}進行Q×M比特二進位倒序整序，得到最後的輸出樣值序列{x(l，n)，n＝0，1，…，(P×N-1)}，經正交調製器(6)處理後數據進行並串變換(7)，將並行的數據流變換成串行的數據流；並串變換後的數位訊號加上循環前綴，生成正交頻分復用(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，OFDM)符號(8)；接著經過數模變換器(9)，產生模擬帶通信號，經放大器(10)和帶通濾波器(11)後，由發射端天線(12)發射；在接收端，接收天線(13)接收到的信號由帶通濾波器(14)濾除有用信號頻帶之外的幹擾信號和噪聲，信號經放大器(15)放大後由模數變換器(16)進行模數變換，在模數變換後，在每一個數據包的接收過程中，首先進行包檢測和符號同步(17)，獲得每一個數據幀的起始位置，同步後的信號進行串並變換(18)和相位旋轉(19)，該相位旋轉(19)用來補償正交調製器(6)帶來的對時域信號的相位旋轉，其方法為r1(l,n)=r(l,n)e-j2nk0/N,n=0,1,,(N-1),]]>其中{r(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為N點接收數據序列，{r1(l，n)，n＝0，1，…，(N-1)}為相位旋轉之後的數據，在相位旋轉後進行N點快速傅立葉變換器(20)進行快速傅立葉變換，將信號變換到頻域，並在該頻域進行信道估計(21)，用信道估計得到的信道頻率響應的估計值對後面的接收數據進行頻域均衡(22)，頻域均衡後的數據進行並串變換(23)、符號逆映射(24)、信道解交織(25)和信道解碼(26)，得到輸出數據(27)。
全文摘要
利用快速傅立葉變換實現全數字無線通信系統的方法，在發射端，所發送的數據採用基於包的突髮結構，經信道編碼，信道交織，符號映射器，形成可用於傳輸的符號流；將串行的符號流變換成並行的符號流，作為正交調製器的輸入，正交調製器對每一組的N點輸入符號序列進行P次正交調製，該正交調製的步驟如下將輸入的N點符號序列進行頻域相位旋轉，反向快速傅立葉變換，再進行時域相位旋轉，進行整序，再經並串變換，加循環前綴，數模變換器後發射；在接收端，接收天線接收到的信號經模數變換，串並變換和相位旋轉，N點快速傅立葉變換，進行信道估計，頻域均衡，再進行並串變換、符號逆映射、信道解交織和信道解碼，得輸出數據。
文檔編號H04L27/26GK1606298SQ20041006567
公開日2005年4月13日 申請日期2004年11月12日 優先權日2004年11月12日
發明者張在琛, 畢光國 申請人:東南大學