力學量傳感器的製作方法
2023-04-25 13:47:01
專利名稱：力學量傳感器的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種檢測加速度、角加速度、角速度、載荷等力學量的力學量傳感器。
該加速度傳感器，通過因加速度而產生的應力為相互相反的2個壓電振子、和包含2個電容器的負載阻抗構成橋式電路，在其平均輸出之間設置分壓阻抗電路，通過反饋信號處理電路使該分壓阻抗電路的分壓點的信號反饋到2個壓電振子的連接點處而構成振蕩電路，檢測橋式電路的平均輸出之間的振蕩輸出相位差，並以此作為加速度檢測信號輸出。
專利文獻1特開2002-243757號公告本發明所要解決的問題是(1)關於電路部中的離散問題的主要原因上述加速度傳感器包括可以檢測重力加速度等直流成分的加速度；即使在共振頻率較高的情況下，也不容易受到壓電振子所具有的靜電容量的影響，可以進行高靈敏度檢測；不需要用高精度的放大器放大高頻電壓信號等各種特點。
但是，在上述加速度傳感器中，由於通過2個壓電振子和包含2個電容的負載阻抗構成了橋式電路，所以如果電橋不能處於平衡狀態，振蕩輸出相位差將不為零。也就是說，即使施加在2個壓電振子上的應力均為零，加速度傳感器的輸出也不為零。另外，當壓電振子之間的差異大時，雖然通過調節負載阻抗可以抵消壓電振子之間的差異，但具有這樣的優點的反面，當壓電振子之間的差異本來很小而不需要調整時，反而需要將負載阻抗的特性調整成一致，增加了多餘的作業。
(2)關於壓電振子和電路之間的配置上述加速度傳感器具有由於在負載阻抗中採用了比較大的靜電容量因而不容易受到電路板上的雜散電容的影響，所以不需要封接或者密封性包裝的特點。
但是，在上述加速度傳感器中，壓電振子和電路之間的距離需要限制在距幾cm左右。這是因為受到採用科耳皮茲振蕩電路的原理的制約，由於電路的輸入阻抗高，且向電路的輸入電壓高，所以容易受到布線電阻或電感成分的影響所造成。也就是說，由於欲使用的情況為壓電振子和電路之間相隔10cm以上，所以從原理上來講，希望採用即使將壓電振子和電路之間的距離分開到那種程度也不會出現問題的檢測方式。
(3)關於加速度最佳靈敏度點的調整上述加速度傳感器，雖然通過相位移位電路，可以將針對加速度的靈敏度調整到最佳點，但由相位位移電路進行的相位位移量的控制較難。
此外，上述問題並不局限於檢測加速度的加速度傳感器，對於根據角加速度、角速度、載荷等力學量引起壓電振子中流動的電流變化的情況，這是都會產生的共同問題。
該發明通過設置使力學量所施加的應力相互相反的2個壓電振子、對上述2個壓電振子共同施加電壓信號的電路、將在上述2個壓電振子中流動的電流信號轉換成電壓信號的電流電壓轉換電路、檢測該電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差並輸出力學量檢測信號的相位差信號處理電路，構成力學量傳感器。這樣，在不容易受到測量環境的影響的情況下可以穩定進行力學量的檢測。
該發明通過對上述2個壓電振子共同施加電壓信號的電路是從上述電流電壓轉換電路輸出的、在上述2個壓電振子中流動的電流信號之和的電壓信號中、將與該電壓信號同相位的電壓信號正反饋到上述2個壓電振子中的電壓放大電路，通過該電壓放大電路、上述壓電振子、上述電流電壓轉換電路產生振蕩，構成力學量傳感器。
這樣，利用施加在2個壓電振子上的應力對共振頻率的敏銳變化，可以高靈敏度檢測力學量。另外，在振動動作的動作點上反應2個壓電振子的特性，使施加在2個壓電振子上的應力對共振頻率變化的關係穩定。
另外，在該發明的力學量傳感器中，上述電壓放大電路包含恆流電路和開關電路構成的電壓限幅電路，通過該電壓限幅電路，限制向上述2個壓電振子共同施加的電壓信號的電壓振幅。這樣，使壓電振子的驅動電壓恆定，可以穩定電路的動作，降低壓電振子的發熱。
另外，在該發明的力學量傳感器中，上述振蕩動作的頻率是上述壓電振子的共振頻率區域中的頻率。壓電振子，由於在該共振頻率區域中的阻抗低，增加在電流電壓轉換電路中流動的電流，增大增益，穩定振蕩動作。這樣，可以提高與所施加的力學量對應的力學量的檢測信號的變化靈敏度。
另外，在該發明的力學量傳感器中，上述共振頻率區域是上述壓電振子的導納相位為0±45deg的範圍。這樣，與所施加的力學量對應的電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差變化，近似於直線，可以在更廣的動態範圍內進行力學量的檢測。
另外，在該發明的力學量傳感器中，作為上述電流電壓轉換電路，包括2個產生與所輸入的電流信號相反相位的電流信號、抵消所輸入的電流信號、將上述相反相位的電流信號分配成2個的差分放大電路，從該2個差分放大電路的2個分配電流信號中，使一方的各電流信號流入同一阻抗元件、而另一方電流信號分別流入另一阻抗元件，產生要輸出的電壓信號。
這樣，流入2個壓電振子中的電流的相位變化通過2個差分放大電路轉換成電壓變化，可以除去同相成分的噪聲(漂移)。
另外，在該發明的力學量傳感器中，作為上述阻抗元件，採用電阻。這樣，可以降低成本，並且通過取出與在2個壓電振子中流動的電流同相位的電壓信號，通過所述電壓放大電路容易向壓電振子實施正反饋。
另外，在該發明的力學量傳感器中，上述差分放大電路構成為，使第1、第2電晶體的發射極或者源極之間連接，在其連接點與模擬接地之間連接第1電阻，使第3、第4電晶體的發射極之間或者源極之間連接，在其連接點與模擬接地之間連接第2電阻，將第1～第4電晶體的基極或者柵極連接在恆壓源上，使第2、第3電晶體的集電極之間或者漏極之間連接同時在該集電極和電源線之間連接第5電阻，使第1、第43電晶體的集電極或者漏極與電源線之間分別連接第3、第4電阻。
這樣，由於構成基極接地放大電路或者柵極接地型放大電路，可以減小放大電路的輸入阻抗，減小輸入容量，構成頻率特性良好的電壓放大電路以及振蕩電路。
另外，在該發明的力學量傳感器中，上述相位差信號處理電路是以差分方式輸入上述電流電壓轉換電路的輸出電壓信號、作為電壓信號輸出相位差的差分型相位差電壓轉換電路。這樣，可以除去同相成分的噪聲，整體上降低噪聲成分，獲得與力學量對應的電壓信號。
另外，在該發明的力學量傳感器中，在上述2個壓電振子上分別串聯連接電阻。這樣，可以使施加在壓電振子上的應力與檢測靈敏度之間的關係穩定，並對此進行溫度特性補償。
作為上述力學量，例如是檢測加速度、角加速度、角速度、載荷。
圖2表示該加速度傳感器中電流電壓轉換—信號加法電路的電路構成。
圖3表示該加速度傳感器中電壓放大—限幅電路的電路構成。
圖4表示該加速度傳感器中相位差電壓轉換的電路構成。
圖5表示有關第2實施方案的加速度傳感器的整體構成方框圖。
圖6表示該加速度傳感器的主要部位的等效電路圖。
圖7表示有關第3實施方案的加速度傳感器的電流電壓轉換—信號加法電路的電路構成。
圖8表示各實施方案的加速度傳感器中所具有的壓電振子的特性圖。
圖9表示加速度檢測元件的外觀立體圖。
圖10表示加速度檢測元件的分解立體圖。
圖11表示加速度檢測元件的主要部位的分解立體圖。其中10-加速度檢測元件、Sa、Sb-壓電振子。
圖9表示加速度檢測元件的外觀立體圖，圖10表示其分解立體圖，圖11表示圖10中的主要部位的分解立體圖。
該加速度檢測元件10，是通過兩支撐梁的結構將2個壓電振子Sa、Sb收納並支承在由絕緣性陶瓷等構成的絕緣外殼5、6內。在該例中，壓電振子Sa、Sb為單體型檢測元件。將在薄長方形狀的壓電振子的正反兩主面上分別形成了電極21、22以及31、32的共振板，利用粘接或者焊接等方式分別與基底板23、33的一面接合，而形成一體。該共振板20、30均為能量封閉型厚薄剪切振動模式的共振板，在共振板20、30的長度方向上極化。正反面的電極21、22以及31、32，其一端部在共振板20、30的中央部構成對向。另一端部引向共振板20、30的不同端部。
基底板23、33是與共振板20、30相同長度、相同寬度的絕緣板，壓電振子Sa、Sb的伴隨加速度作用的撓曲中性面，設定成從共振板20、30和基底板23、33之間的結合面起的基底板20、30側。基底板23、33由比共振板23、33的撓曲剛性更高的材料構成。另外，為了使該基底板23、33起到質量體(壓重)的作用而使其質量儘量大。在基底板23、33的與共振板20、30對向的面上，為了形成比共振板20、30的封閉振動的範圍大並且比因加速度而撓曲的範圍小的空隙，而形成凹部23a、33a。這樣，使共振板20、30的封閉振動既不會受到限制，而且還可以使共振板20、30和基底板23、33因加速度而一體地撓曲。
上述2個壓電振子Sa、Sb，通過將長軸方向兩端部經作為間隔層的粘接層4對向接合，使共振板20、30可以相互朝向相反方向，並且在加速度G的施加方向上分別獨立撓曲。在壓電振子Sa、Sb的加速度G的施加方向的外側面，由左右一對外殼部件5、5所覆蓋。外殼部件5截面形成為「コ」字形，其兩端凸出部5a粘接固定在壓電振子Sa、Sb的兩端部外側面(共振板20、30的露出面)上。因此，外殼部件5和壓電振子Sa、Sb之間由外殼部件5的凹部5b形成了壓電振子Sa、Sb伴隨加速度G的可撓曲的空間。
另外，由壓電振子Sa、Sb和外殼部件5形成的上下開放面由上下一對蓋子部件6、6所覆蓋。在蓋子部件6的內面上形成了為防止與壓電振子Sa、Sb接觸的凹部6a，其外周部粘接固定在開放面上。因此，壓電振子Sa、Sb中的因加速度G產生的變位部分，由外殼部件5和蓋子部件6完全密封。
在共振板20、30上形成的電極21、22以及31、32中，電極21、32通過在壓電振子Sa、Sb和外殼部件5所形成的開放面上設置的帶狀內部電極51相互導通，並且引出到外殼部件5的外側面上。另外，電極22通過形成在上側開放面上的內部電極52引出到外殼部件5的外側面上，電極31通過形成在下側開放面上的內部電極53引出到外殼部件5的另一不同的外側面上。
在外殼部件5以及蓋子部件6的外表面上，如圖10所示，形成了外部電極61、62、63，上述內部電極51、52、53分別與外部電極61、62、63連接。這樣，可以獲得表面安裝型(貼片型)的片狀加速度檢測元件10。
然後，參照圖8說明該壓電振子的特性。在圖8中，(A)示出了在該圖中所示的電路中使電壓源的頻率變化時電流相位(即導納相位)的變化。另外，實線表示沒有施加應力的狀態，虛線表示施加了應力的狀態。圖8(B)表示(A)中共振頻率區域的放大圖。
在圖8中，相位為0[deg]的頻率，是壓電振子的共振頻率。圖8表明，通過施加應力，共振頻率從Vfr(0)變化到了fr(x)。另外，如果將電源的共振頻率固定在fr(0)上，通過施加應力，相位從φ(0)變化到φ(y)。在此，假定壓電振子的電機械品質因數為Qm，由應力產生的共振頻率變化率為D(fr)，則φ(y)可由式(1)近似表示。
φ(y)＝(360/π)×Qm×D(fr) [deg]…(1)下面，參照圖1～圖4說明有關第1實施方案的加速度傳感器的構成。- 圖1表示加速度傳感器整體構成的方框圖。在此，10表示因加速度產生的應力方向為相互相反的2個壓電振子Sa、Sb所構成的加速度檢測元件。電流電壓轉換—信號加法電路11將在加速度檢測元件10的2個壓電振子Sa、Sb中流動的電流信號轉換成電壓信號，並輸出Sa信號和Sb信號。另外，還輸出兩信號的和信號。
電壓放大—限幅電路12，對上述和信號進行電壓放大，同時限制其振幅，並向加速度檢測元件10輸出電壓信號Vosc。該電壓信號Vosc施加在2個壓電振子Sa、Sb的共同連接點上。
相位差電壓轉換電路13，相當於本發明的「相位差信號處理電路」，生成與經轉換為電壓信號的Sa信號和Sb信號的相位差成正比的電壓信號。
放大—濾波電路14以給定的增益放大由相位差電壓轉換電路13轉換後的電壓信號，並除去不需要的頻帶區域的成分，作為加速度檢測信號輸出。
在圖1的電路中，當使壓電振子Sa和Sb的共振頻率一致，Vosc的頻率和Sa、Sb的頻率為fr(0)，分別在壓電振子Sa、壓電振子Sb上施加壓縮(拉伸)、拉伸(壓縮)這種相反相位的應力時，可以從放大—濾波電路14中取出輸出信號。
Vosc是以壓電振子Sa、Sb、電流電壓轉換—信號加法電路11、以及電壓放大—限幅電路12為閉環電路的自激振蕩的電壓信號。
Vosc的頻率，不只是壓電振子Sa和Sb的共振頻率，只要設定成圖8所示的頻率—相位特性可看作為直線的頻率，就可以檢測出加速度信號。在實用上，只要使導納相位在±45[deg]以內的頻率即可。此外，當Vosc的頻率與壓電振子Sa和Sb的共振頻率一致時，加速度的檢測靈敏度最高。
即使壓電振子Sa和Sb的共振頻率不一致，Vosc的頻率只要使壓電振子Sa和Sb的導納相位在±45[deg]以內，就可以達到實用的靈敏度。優選，Vosc的頻率處於壓電振子Sa的頻率和壓電振子Sb的共振頻率之間。
由於在壓電振子Sa、壓電振子Sb上施加相反相位的應力，使其分別處於壓縮(拉伸)、拉伸(壓縮)的狀態，壓電振子Sa和Sb的特性變化始終為相反相位，通過相加後相互抵消，因而電流電壓轉換—信號加法電路11輸出的和信號，與加速度的施加無關，始終為相同特性，即使由於有加速度施加引起壓電振子Sa和Sb的特性變化，Vosc的頻率也不會變化。
此外，如圖8所示，在壓電振子的相位特性中雖然導納相位在±45[deg]以內的區域存在2處(共振頻率區域和反共振頻率區域)，但在反共振頻率區域中，由於壓電振子的阻抗高，所以流入電流電壓轉換—信號加法電路11的電流變小，因而增益變小而不振蕩。
與此相反，在共振頻率區域，由於壓電振子的阻抗低，所以流入電流電壓轉換—信號加法電路11中的電流多，增益變大，因而可以穩定地振蕩。
在共振頻率區域，由於壓電振子的阻抗和電流電壓轉換—信號加法電路11的輸入阻抗均低，並且容易取得匹配，所以較易可以提高C/N比。
圖2表示圖1所示的電流電壓轉換—信號加法電路11的電路圖。該電路由4個電晶體Q11、Q12、Q21、Q22、和5個電阻R1～R5構成。如圖2所示，電晶體Q11和Q21的發射極之間連接在一起，在該連接點和模擬接地之間連接電阻R1。另外，電晶體Q12和Q22的發射極之間連接在一起，在該連接點和模擬接地之間連接電阻R2。Q11、Q12、Q21、Q22的所有基極與恆壓源Vreg連接。另外，電晶體Q11和Q12的集電極之間連接在一起，在該連接點和電源Vcc之間連接電阻R5。另外，電晶體Q21、Q22的集電極和電源Vcc之間分別連接電阻R3、R4。
上述電晶體Q11、Q12、Q21、Q22為具有相同特性的電晶體。電阻R1和R2為相同值，電阻R3和R4為相同值。電阻R1～R5的溫度特性相同。
該電路為基極接地型放大電路。也就是說，當經過壓電振子Sa向Q11、Q21的發射極和R1的連接點注入電流Ia時，從Q11、Q21會產生用於抵消該電流的電流。同樣，當經過壓電振子Sb向Q12、Q22的發射極和R2的連接點注入電流Ib時，從Q12、Q22會產生用於抵消該電流的電流。因此，從壓電振子Sa、Sb觀察該放大電路的輸入阻抗非常低。
由於電晶體Q11和Q21的特性相同，基極電位相同，Q11和Q21的集電極中流入相同的電流。同樣，由於電晶體Q1 2和Q22的特性相同，基極電位相同，Q12和Q22的集電極中流入相同的電流。
由於Q11、Q12、Q21、Q22的特性相同，基極電位相同，並且R1＝R2，所以從壓電振子Sa、Sb觀察的輸入阻抗相等。設該輸入阻抗為Zin，則Zin由下式表示。
Zin＝1/{(1/Ri)+(1+hfe)/hie}×1/2…(2)式中，Ri＝R1＝R2，hfe發射極接地時的小信號電流放大倍數，hie發射極接地時的基極—發射極之間的輸入阻抗。
在此，假定hfe＝300、hie＝1kΩ、Ri＝100Ω，則輸入阻抗Zin為1.6Ω，是非常低的輸入阻抗。由於輸入阻抗非常低，所以可以獲得以下的效果。
(1)不會受到電流電壓轉換—信號加法電路的輸入部的靜電容量變化的影響。
(2)不會受到在構成電流電壓轉換—信號加法電路的電路板等上產生的雜散電容的影響。
(3)在加速度檢測元件10和電流電壓轉換—信號加法電路之間的布線上即使存在電阻和電感成分，由於具有上述(1)、(2)的效果，輸入給電流電壓轉換—信號加法電路的電流信號Ia、Ib不產生相位變化。
因此，加速度檢測元件10和電流電壓轉換—信號加法電路11之間即使相隔一定距離，其影響也非常小。
此外，在該實施方案中，輸入阻抗Zin雖然設定為1.6Ω，但並不限定於此。當以使加速度檢測元件10和電流電壓轉換—信號加法電路11之間的距離相隔幾十cm的程度為目的時，振蕩頻率只要在幾MHz(關于振蕩動作將在後面說明)，即使輸入阻抗Zin在幾百Ω也不會有問題。也就是說，輸入阻抗應該降低到什麼程度，可以綜合考慮加速度檢測元件10和電流電壓轉換—信號加法電路11之間的距離以及設置環境適當確定即可。
在此，電流電壓轉換—信號加法電路11輸出的Sa信號、Sb信號，兩者的和信號的輸出電平(振幅)，假定經過壓電振子Sa、Sb輸入的電流信號為Ia、Ib時，分別可以用下式標示。
Sa信號電平＝R3×Ia/2 …(3)Sb信號電平＝R4×Ib/2 …(4)和信號電平＝R5×(Ia+Ib)/2…(5)為了使上述3個信號電平相同，使R3、R4、R5的電阻比確定為2∶2∶1。通過式(3)、式(4)可以看出，該電路起到了將流入壓電振子Sa、Sb中的電流轉換成了電壓信號的電流—電壓轉換器的作用。另外，通過式(5)可以看出，起到了將流入壓電振子Sa、Sb的電流相加後轉換成電壓信號的信號加法電路的作用。
在此，上述電流信號Ia、Ib可以用下式表示。
Ia＝Vosc/Z(Sa) …(6)Ib＝Vosc/Z(Sb) …(7)式中，Z(Sa)振蕩頻率下壓電振子Sa的阻抗，Z(Sb)振蕩頻率下壓電振子Sb的阻抗，Vosc電壓放大—限幅電路12的輸出電壓。
然而，該加速度傳感器的對加速度的靈敏度處於最大的點，是在壓電振子Sa、Sb的2個壓電振子中流入的電流Ia、Ib之和(Ia+Ib)的相位、與電壓放大—限幅電路12的輸出電壓Vosc的相位相同的時候。在上述特願2001-42130中所示的電路中，在相位電路中需要設定最佳點，而依據本發明，通過利用流入Sa、Sb的2個壓電振子中的電流信號，不需要相位電路。只需要通過電流電壓轉換—信號加法電路11和電壓放大—限幅電路12一起，構成使和信號與電壓信號Vosc成同相位的電路即可。
電流電壓轉換—信號加法電路11，如圖2所示，由於是由基極接地型放大電路構成，所以流入壓電振子Sa、Sb的電流Ia、Ib之和(Ia+Ib)的相位與和信號的電壓是同相位，另外，在電壓放大—限幅電路12中，也使輸入信號的和信號與輸出電壓Vosc為同相位來構成電路。因此，這2個電路的總相位為0(同相位)。
此外，在圖2所示的例中，雖然採用的是雙極型電晶體，但並不限定於此，也可以採用FET(場效應電晶體)實現。這時雙極型電晶體的基極、發射極、集電極分別與FET的柵極、源極、漏極對應。
另外，電晶體的數量也不限定在4個，為了達到降低輸入阻抗的目的，也可以在電晶體Q11、Q12、Q21、Q22並聯連接其它電晶體。
進一步，放大電路的形式也不限定於基極接地型，只要構成的電路可以產生與所輸入的電流信號相反相位的電流信號，抵消所輸入的電流信號，也就是可降低輸入阻抗，具有將該相反相位的電流信號分配成2個的裝置，各裝置所具有的2個分配電流信號中，通過使一方的各電流信號流入相同的阻抗中，產生(Ia+Ib)的電流電壓轉換信號，而另一方的電流信號分別流入其他阻抗中產生Ia的電流電壓轉換信號和Ib的電流電壓轉換信號即可。
如圖2所示，通過採用作為阻抗元件的電阻R1～R5，從整體上可以降低成本，並且容易獲得與Ia、Ib、(Ia+Ib)的信號相同相位的電壓信號。這種效果並不限定於基極接地型放大電路。
這樣，通過設置因力學量而產生的應力為相互相反的2個壓電振子、向該2個壓電振子施加共同的電壓信號的電路、將流過2個壓電振子中的電流信號轉換成電壓信號的電流電壓轉換電路、以及檢測該電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差並輸出力學量檢測信號的相位差信號處理電路，可以不容易受到測量環境的影響地進行穩定的力學量的測量。其結果，可以實現不需要調整的電路部。
另外，在電流電壓轉換電路中，由於流過2個壓電振子的電流相位的變化，通過2個差分放大電路轉換成電壓變化，所以可以消除同相成份的噪聲(漂移)。
另外，由於採用基極接地型放大電路或者柵極接地型放大電路構成差分放大電路，所以可以減小放大電路的輸入阻抗以及輸入電容，構成頻率特性良好的電壓放大電路以及振蕩電路。
依據這些作用效果，就可以使接受應檢測力學量的壓電振子從電路部分離，從而可應用於各種目的中。
圖3表示圖1所示的電壓放大—限幅電路12的電路圖。該電路對圖1所示的電流電壓轉換—信號加法電路11所輸出的和信號電壓進行放大，形成任意幅度的矩形波之後，進行阻抗轉換並將電壓信號Vosc提供到壓電振子Sa、Sb的公共端子側上。
在圖3中，電晶體Q3和電阻R6構成電壓跟隨電路。依據該構成，以高輸入阻抗接受和信號。該電壓跟隨電路的輸出通過電容C3輸入到電晶體Q7的基極上。
電晶體Q5、Q61、Q62、Q71、Q72、Q8、電阻R7～R10構成ECL(Emitter Coupled Logic)的電路。在此，Q71、Q72構成電流開關，使這2個電晶體Q71、Q72中的基極電位低的一方電晶體為OFF，基極電位高的一方電晶體為ON在集電極中有電流流入。流過該電流開關中的電流，受到恆壓源的電壓Vreg、電阻R7、電晶體Q5、Q61、Q62所構成的恆流電路的控制。電晶體Q61、Q62構成電流鏡電路，在Q62中，流入和流入Q61中的電流相同的電流。流入Q62中的電流Is可以用下式表示。
Is＝(Vreg-2×Vbe)/R7 …(8)式中，Vreg恆壓源的電壓，
VbeQ5、Q61的基極—發射極之間的電壓。
因此，在Q72和電阻R9的連接點上產生具有由下式表示的振幅(peakto peak值)A的矩形波。
A＝Is×R9 …(9)由式(8)和式(9)，上述矩形波的振幅，通過電阻R7和電壓Vreg可以控制成任意的值。
在圖3中，電晶體Q8和電阻R10構成電壓跟隨電路。該電壓跟隨電路起到了降低從電晶體Q72和電阻R9的連接點所輸出的信號的阻抗並傳遞到下一級的作用。
電晶體Q9、Q10、二極體D1、D2、電阻R11、R12、R13構成推挽式電壓跟隨電路。該電壓跟隨電路，是為了進一步降低電晶體Q8的輸出阻抗而設置的。電阻R12、R13用於保護電晶體Q9、Q10。
這樣，該電壓放大—限幅電路12所輸出的電壓信號Vosc，就成為將電流電壓轉換—信號加法電路11輸出的和信號電壓轉換成任意振幅的矩形波，並且轉換成低阻抗的信號。
這樣，由於使電壓放大電路為包括由恆流電路和電流開關電路構成的電壓限幅電路的電路，並通過該電壓限幅電路，使共同施加到2個壓電振子的驅動電壓的振幅受到限制，所以可以使電路動作穩定，同時也可降低壓電振子的發熱。
圖4表示圖1所示的相位差電壓轉換電路1 3的電路圖。在圖4中，INa1～INa4，INb1～INb4，INab分別表示倒相器(非門)，Exor1、Exor2分別表示異或門。
倒相器INa1和電阻R14構成給定增益的放大電路。電容C5隔離直流成分。倒相器INa2、INa3構成波形整形電路。這樣將Sa信號進行波形整形後，作為異或門Exor1的一方輸入信號V1。同樣，通過3個倒相器INb1、INb2、INb3、R15、R16對Sb信號進行波形整形後，作為異或門Exor2的一方輸入信號V3。
電阻R16、R17以及電容C7構成將2個信號相加同時進行積分的電路，通過它和倒相器INa4、INb4、INab，可以得到通過將Sa信號和Sb信號相加同時進行積分而使相位移動90°的信號V2。該信號V2分別輸入到2個異或門Exor1、Exor2中。
進一步，通過在這2個異或門的輸出上分別連接由R18、R19和電容C8、C9構成的平滑電路，可以得到作為差分輸出的與Sa信號和Sb信號的相位差近似成正比的電壓信號。
圖1所示的放大—濾波電路14，在圖4所示的、對將相位差轉換成電壓信號的差分信號進行差分放大的電路中進行模擬放大，並除去要檢測的頻率成分之外的頻率成分。
這樣，將流過2個壓電振子中的電流信號轉換成電壓信號，並將與該電壓信號的相位差成正比的電壓信號作為力學量檢測信號輸出。
以下參照圖5和圖6說明有關第2實施方案的加速度傳感器的構成。
圖5表示加速度傳感器的整體構成方框圖。和圖1的加速度傳感器的不同點在於，在壓電振子Sa、Sb上分別串聯連接電阻RLa、RLb。其它與第1實施方案相同。
圖6表示為說明在壓電振子上串聯連接電阻的效果的等效電路圖。但是，由於在壓電振子上串聯連接電阻的效果，對於2個壓電振子Sa、Sb是相同的，所以在圖6中只畫出了一方的壓電振子Sa的等效電路。在圖6中，Sa表示壓電振子的等效電路，Vosc表示圖5中的電壓放大—限幅電路12輸出的電壓信號，RL表示串聯連接在壓電振子上的電阻。另外，I-V轉換器，是圖5中的電流電壓轉換—信號加法電路11形成的電流電壓轉換電路。
求出上述電流電壓轉換電路的輸出電壓Vout的電壓相位φ，對角頻率ω偏微分，在獲得的式子中代入起振角頻率ωo，計算出在起振角頻率ωo的電壓相位φ的斜率(微分係數)Δφ。該Δφ是非常複雜的式子，如果計算近似解，可以用下式表示。
Δφ＝-2×L1/(R1+RL) …(10)將該Δφ，乘以起振角頻率ωo和壓電振子的共振角頻率ωr之間的差的值為相位變化部分。當在加速度傳感器10上沒有加速度作用時，ωo＝ωr。
也就是說，Δφ是確定加速度檢測靈敏度的主要因素之一。如果能控制該Δφ，就可以補償加速度檢測靈敏度。
以下討論溫度補償方法。
下式表示對式(10)用溫度T進行偏微分後的結果。T=-2L1R1+L1(L1T1L1-R1T1R1R1R1+RL-RLT1RLRLR1+RL)---(11)]]>對式(11)進行整理，可獲得下式。
Δφtc＝L1tc-{1/(R1+RL)}×(R1tc×R1+RLtc×RL)…(12)式中，Δφtc、L1tc、RLtc分別是Δφ、L1、RL的溫度係數。
在式(12)中，如果可以選定其右邊為0的條件，可以進行相位斜率Δφ的溫度補償。如果使用溫度係數基本上可以看作為0的電阻(氧化膜電阻等)，在式(12)中，代入RLtc＝0，和溫度補償的條件Δφtc＝0，則可從式(12)中解出RL，如下式所示。
RL＝R1×(R1tc/L1tc-1) …(13)作為壓電振子，當採用通常的壓電陶瓷的振子，RL＝R1時，在整個可使用溫度範圍內(-40℃～85℃)的加速度檢測靈敏度的變化率範圍約為一半。
在該例中，為了降低成本，雖然採用了氧化皮膜電阻等通用的表面安裝型固定電阻器且溫度係數可基本上看作為0的電阻，也可以使用感溫電阻器等的具有溫度斜率的電阻器。這樣，在式(12)中只要選定Δφtc＝0的條件即可。
此外，如果圖6所示的I-V轉換器的輸入阻抗相對於RL而言不能忽視時，在RL中，包含I-V轉換器的輸入阻抗進行計算即可。
如上所述，只需要採用2個通用的表面安裝型固定電阻器，不會引起成本上升，就可以大幅度改善整個可使用溫度範圍內的加速度檢測靈敏度的變化率。這樣的作用效果，是通過利用在加速度檢測元件中的電流信號才成為可能的，在特願2001-42130所公開的構成中不可能獲得的效果。
此外，在第1、第2實施方案中，雖然示出的是通過檢測在2個壓電振子Sa、Sb上施加加速度的應力差的加速度傳感器，如果其它力學量能對壓電振子Sa、Sb施加相反方向的應力這樣構成，同樣可以構成監測該力學量的傳感器。例如，由角加速度在2個壓電振子Sa、Sb上產生應力差這樣構成，可以作為角加速度傳感器使用。另外，由角速度在2個壓電振子Sa、Sb上產生應力差這樣構成，可以作為角速度傳感器使用。同樣，由載荷在2個壓電振子Sa、Sb上產生應力差這樣構成，可以作為載荷傳感器使用。
然後，參照圖7說明有關第3實施方案的加速度傳感器的構成。
圖7表示，與在第1、第2實施方案中所示的加速度傳感器中所包括的電流電壓轉換—信號加法電路不同的電流電壓轉換—信號加法電路的構成。在第1、第2實施方案中，在電流信號階段進行相加，獲得和信號，而在圖7所示的例中，是轉換成電壓信號之後進行相加的例子。在圖7中，10表示因加速度產生的應力方向為相互相反的2個壓電振子Sa、Sb所構成的加速度檢測元件。11a、11b表示電流電壓轉換電路，11c表示電壓信號加法電路。
電流電壓轉換電路11a、11b分別由運算放大器、反饋電阻R21、R22構成。另外，加法電路11c由運算放大器、電阻R23、R24、R25構成。
但在圖7所示的例子中，即使在幾MHz的振蕩頻率(電壓信號Vosc的頻率)下，也需要具有給定增益的高速運算放大器。而在圖2所示的例中，作為有源元件只是採用了4個電晶體，因而具有低成本的優點。發明的效果依據該發明，通過設置因力學量產生的應力為相互相反的2個壓電振子、向上述2個壓電振子施加共同的電壓信號的電路、將在上述2個壓電振子中流入的電流信號轉換成電壓信號的電流電壓轉換電路、檢測該電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差並輸出力學量檢測信號的相位差信號處理電路而構成力學量傳感器，可以在不容易受到測量環境的影響的情況下穩定地進行力學量的測量。
另外，依據該發明，由於採用電壓放大電路、壓電振子、電流電壓轉換電路實施振蕩動作，所以利用對施加在2個壓電振子上的應力的共振頻率的敏銳變化，可以高靈敏度檢測力學量。
另外，依據該發明，在電壓放大電路中包含由恆流電路和電路開關電路構成的電壓限幅電路，利用該電壓限幅電路，限制向2個壓電振子共同施加的驅動電壓的振幅，可以使電路動作穩定，並且降低壓電振子的發熱。
另外，依據該發明，通過使上述振蕩動作的頻率為壓電振子的共振頻率區域的頻率，可以使振蕩動作穩定，並因此可以提高與所施加的力學量對應的力學量的檢測信號的變化靈敏度。
另外，依據該發明，通過使壓電振子的共振頻率區域為該壓電振子的導納相位為0±45[deg]的範圍，使與所施加的力學量對應的電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差變化更近似於直線，可以在更廣的動態範圍內進行力學量的檢測。
另外，依據該發明，在電流電壓轉換電路中，由於通過2個差分放大電路將流入2個壓電振子中的電流的相位變化轉換成電壓變化，所以可以除去同相成分的噪聲(漂移)。
另外，依據該發明，作為上述阻抗元件，通過採用電阻，可以降低成本，並且容易向壓電振子實施正反饋。
另外，依據該發明，由於構成上述差分放大電路採用基極接地放大電路或者柵極接地型放大電路，所以將可以減小放大電路的輸入阻抗以及輸入容量，構成頻率特性良好的電壓放大電路以及振蕩電路。
另外，依據該發明，由於使上述相位差信號處理電路為，以差分方式輸入上述電流電壓轉換電路的輸出電壓，輸出作為電壓信號的相位差的差分型相位差電壓轉換電路，所以可以獲得除去了同相成分噪聲的、整體上噪聲成分少的、與力學量對應的電壓信號。
另外，依據該發明，通過在2個壓電振子上串聯連接電阻，可以在更廣的溫度範圍獲得一定的檢測靈敏度。
權利要求
1.一種力學量傳感器，其特徵在於，包括因力學量而產生的應力為相互相反的2個壓電振子、對所述2個壓電振子共同施加電壓信號的電路、將在所述2個壓電振子中流動的電流信號轉換成電壓信號的電流電壓轉換電路、以及檢測該電流電壓轉換電路的輸出電壓信號的相位差並輸出力學量檢測信號的相位差信號處理電路。
2.根據權利要求1所述的力學量傳感器，其特徵在於，對所述2個壓電振子共同施加電壓信號的電路是使從所述電流電壓轉換電路所輸出的、在所述2個壓電振子中流動的電流信號之和的電壓信號中、與該電壓信號同相位的電壓信號正反饋到所述2個壓電振子中的電壓放大電路，通過該電壓放大電路、所述壓電振子、以及所述電流電壓轉換電路產生振蕩。
3.根據權利要求2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述電壓放大電路包含由恆流電路和電流開關電路所構成的電壓限幅電路，通過該電壓限幅電路，限制向所述2個壓電振子共同施加的電壓信號的電壓振幅。
4.根據權利要求2或3所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述振蕩動作的頻率是所述壓電振子的共振頻率區域中的頻率。
5.根據權利要求4所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述共振頻率區域是所述壓電振子的導納相位為0±45deg的範圍。
6.根據權利要求1和2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述電流電壓轉換電路包括2個產生與所輸入的電流信號相反相位的電流信號、抵消所輸入的電流信號、並將所述相反相位的電流信號分配成2個的差分放大電路，從該2個差分放大電路的2個分配電流信號中，使一方的各電流信號流入同一阻抗元件、而另一方電流信號分別流入其他阻抗元件，產生要輸出的電壓信號。
7.根據權利要求6所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述阻抗元件是電阻。
8.根據權利要求6所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述差分放大電路構成為，使第1、第2電晶體的發射極與發射極或者源極與源極之間連接，在其連接點與模擬接地之間連接第1電阻，使第3、第4電晶體的發射極與發射極之間或者源極與源極之間連接，在其連接點與模擬接地之間連接第2電阻，將第1～第4電晶體的基極或者柵極連接在恆壓源上，使第2、第3電晶體的集電極與集電極之間或者漏極與漏極之間連接的同時，在該集電極或漏極與電源線之間連接第5電阻，使第1、第4電晶體的集電極或者漏極與電源線之間分別連接第3、第4電阻。
9.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述相位差信號處理電路是以差分方式輸入所述電流電壓轉換電路的輸出電壓信號、並輸出作為電壓信號的相位差的差分型相位差電壓轉換電路。
10.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，在所述2個壓電振子上分別串聯連接了電阻。
11.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述力學量是加速度。
12.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述力學量是角加速度。
13.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述力學量是角速度。
14.根據權利要求1或2所述的力學量傳感器，其特徵在於，所述力學量是載荷。
全文摘要
一種力學量傳感器，其中，2個壓電振子(Sa、Sb)設置成因加速度等力學量產生的應力為相互相反。電流電壓轉換－信號加法電路(11)將在2個壓電振子(Sa、Sb)中流動的電流信號轉換成電壓信號。電壓放大－限幅電路(12)將這兩個電壓信號的和信號放大，使與電流信號同相位的電壓信號(Vosc)正反饋產生振蕩。相位差電壓轉換電路(13)產生與電壓轉換後的Sa信號和Sb信號的相位差成正比的電壓信號。放大－濾波電路(14)對其直流放大，除去不需要的頻率成分。從而可以不需要進行為降低2個壓電振子的特性離散的電路部的調整以及消除這種離散要因，並且能使壓電振子和電路部之間相隔一定距離且不需要用相位位移電路控制相位位移量。
文檔編號G01P15/10GK1430046SQ02160458
公開日2003年7月16日 申請日期2002年12月30日 優先權日2001年12月28日
發明者山下宗治 申請人:株式會社村田製作所