Dc－dc變換器的製作方法
2023-05-11 09:56:26
專利名稱：Dc－dc變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及通過反饋控制將輸出電壓控制為一定方式的DC-DC變換器。
背景技術：
典型的DC-DC變換器包括直流電源；該一端和另一端之間連接的變壓器的1次繞組和切換元件的串聯電路；與變壓器的2次繞組連接的整流平滑電路；輸出電壓檢測電路；切換元件的電流檢測電路；根據輸出電壓檢測電路及電流檢測電路的輸出控制切換元件的導通·截止的控制電路。
導通·截止切換元件的方式大致分以下3種。
(1)稱為振鈴用扼流圈變換方式即RCC方式的第1方式。
該RCC方式中，隨著負載變輕，導通·截止切換元件的重複頻率即切換頻率變高。
(2)稱為脈衝寬度調製方式即PWM方式的第2方式。
該PWM方式中切換頻率保持一定，隨著負載變輕，開關的導通時間寬度變狹。
(3)稱為截止時間寬度一定方式的第3方式。
該截止時間一定方式中，響應負載而變化的導通時間和一定的截止時間的和成為切換周期，因而與RCC方式相比，頻率的變化少。
但是，第1及第3方式中，在待機模式(等待模式)等的輕負載時，由於切換頻率變高，因而單位時間的切換次數變多，在供給負載的功率中，切換元件中產生的切換損失的比例變大，DC-DC變換器的效率下降。
另外，第2方式即PWM方式的場合中，通常負載(正常模式)時為了降低變壓器的損失且實現小型化，切換頻率一般設定高達例如100kHz。因而，在待機模式等的輕負載時，以比較高的切換頻率驅動切換元件。結果，即使是採用PWM方式的場合，由於輕負載時切換元件的單位時間的切換次數多，因而DC-DC變換器的效率變差。
為解決上述的問題，例如日本的特開平9-140128號公報所公開的，在通常負載時和輕負載時執行切換頻率的切換，通過降低輕負載時的切換頻率可實現單位時間的切換次數下降，從而提高效率。
但是，為了實現待機模式等的輕負載時的效率提高，希望自動進行切換元件的控制模式的切換。為了自動執行控制模式的切換，有必要檢測負載狀態並根據該檢測執行切換元件的控制模式的切換控制。但是，未提出以比較簡單的電路來正確檢測負載狀態的電路。
因而，本發明的目的是提供能夠以比較簡單的電路正確檢測負載狀態，執行適合於負載狀態的切換元件的控制的DC-DC變換器。本發明的另一目的是提供可提高效率的DC-DC變換器。
發明的公開參照表示實施例的圖面的符號說明解決上述問題、實現上述目的的本發明。另外，這裡的參照符號是為了有助於本發明的理解，而不是限定本發明。
本發明的DC-DC變換器，是向負載供給直流功率的DC-DC變換器，由以下部分組成供給直流電壓的第1及第2直流端子12、13；為反覆導通·截止上述直流電壓而連接於上述第1直流端子12和上述第2直流端子13之間且具備控制端子的切換元件3；與上述切換元件3串聯的電感部件2或2a；與上述電感部件2或2a連接的整流平滑電路6；從上述電感部件2或2a檢測回掃電壓產生期間的回掃電壓產生期間檢測電路35；形成用於將上述整流平滑電路6的輸出電壓Vo控制為一定的反饋信號Vf的反饋信號形成電路33或33a；與上述反饋信號形成電路33或33a連接以確定上述切換元件3的導通期間的結束時刻的導通期間結束時刻確定電路34或34a；控制信號形成及模式切換電路36或36a，其包含在任意的周期產生時鐘脈衝V5的脈衝產生器80，且與上述導通期間結束時刻確定電路34或34a、上述回掃電壓產生期間檢測電路35和切換元件3的上述控制端子連接，且具有如下功能，當上述回掃電壓產生期間的結束時刻早於上述時鐘脈衝V5的產生時刻時，形成第1控制信號，以在第1模式下導通·截止上述切換元件3，當上述回掃電壓產生期間的結束時刻遲於上述時鐘脈衝V5的產生時刻時，形成第2控制信號，以在第2模式下以比上述第1模式中的上述切換元件3的導通·截止周期長的周期導通·截止上述切換元件3。
上述反饋信號形成電路33或33a最好由以下部分構成形成表示上述輸出電壓Vo的大小的電壓反饋信號Iv的電壓反饋信號形成電路46；為了獲得由上述電壓反饋信號Iv控制振幅的鋸齒波電壓所組成的反饋信號Vf，與上述電壓反饋信號形成電路46連接的鋸齒波反饋信號形成電路47或47a。
DC-DC變換器最好還具備檢測表示流過上述切換元件3的電流大小的信號的電流檢測部件4，並且上述鋸齒波反饋信號形成電路，為了合成上述電流檢測部件4的輸出和上述電壓反饋信號形成電路46的輸出並獲得由鋸齒波電壓組成的反饋信號Vf，由與上述電流檢測部件4和上述電壓反饋信號形成電路46連接的合成電路47或47a構成。
最好上述導通期間結束時刻確定電路34或34a由以下部分構成產生參照信號Vr或Vr』的參照信號產生電路62或62a；為了形成表示上述導通期間結束時刻的脈衝，具有與上述反饋信號形成電路33或33a連接的第1輸入端子和與上述參照信號產生電路62或62a連接的第2輸入端子的比較器61。
最好上述回掃電壓產生期間檢測電路35具備形成具有與上述回掃電壓產生期間Tf相當的時間寬度的脈衝的部件69、70。
最好上述回掃電壓產生期間檢測電路35由以下部分構成開關電壓檢測部件17、71、72、73、74，用於獲得表示上述切換元件3的兩端子間的電壓大小的信號；基準電壓源76，產生表示比上述切換元件3的端子間電壓的最大值低的值的回掃電壓檢測用基準電壓Vb；比較器75，具有與上述開關電壓檢測部件連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源76連接的第2輸入端子，輸出具有與從上述開關電壓檢測部件獲得的開關電壓檢測信號V1橫穿上述回掃電壓檢測用基準電壓Vb期間相當的寬度的脈衝；脈衝抽出電路70，與上述比較器75和上述導通期間結束時刻確定電路34或34a連接，在上述切換元件3的截止期間，將最初產生的脈衝作為回掃電壓產生期間檢測信號V3從上述比較器75抽出。
最好上述脈衝產生器80在上述第1模式時，以一定的周期產生時鐘脈衝，在上述第2模式時，以與上述切換元件3的導通期間成比例變化的周期產生時鐘脈衝。
最好上述控制信號形成及模式切換電路由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容82；與上述電容82連接的恆流電路83，向上述電容82供給一定的充電電流；產生基準電壓的基準電壓源87；比較器86，具有與上述電容82連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源87連接的第2輸入端子，在上述電容82的電壓V4達到上述基準電壓V87時產生時鐘脈衝；第1放電用開關84，為使上述電容82為放電狀態而與上述電容82並聯，且具有與上述比較器86連接的控制端子；RS觸發器92，具有與上述比較器86連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路34或34a連接的復位端子；第1邏輯電路91，具有與上述比較器86連接的一個輸入端子和與上述RS觸發器92連接的另一個輸入端子，在上述時鐘脈衝V5的產生期間和上述RS觸發器92為復位狀態的期間都產生高電平狀態的輸出；第2邏輯電路94、95，具有與上述第1邏輯電路91連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路35連接的另一個輸入端子，在上述第1邏輯電路91的輸出信號V8為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路35的輸出信號V3為高電平狀態時，產生高電平的輸出信號V10；第2放電用開關85，為了延遲上述電容82的充電開始而使上述電容82維持放電狀態，與上述電容82並聯，且具有與上述第2邏輯電路連接的控制端子；第3邏輯電路93，具有與上述第1邏輯電路91連接的一個輸入端子和與上述第2邏輯電路連接的另一個輸入端子，在上述第1邏輯電路91的輸出信號V8為低電平狀態，同時上述第2邏輯電路的輸出信號V10為低電平狀態時，產生將上述切換元件3控制為導通狀態的脈衝。
最好上述控制信號形成及模式切換電路36還包括在上述比較器86和上述第1放電用開關84的控制端子之間連接的脈衝形成電路88、89、90，用以響應上述比較器86的輸出而形成具有規定時間寬度的脈衝。
最好上述脈衝產生器80在上述第1模式時，以與響應上述負載的大小而變化的上述切換元件3的導通期間Ton和上述切換元件3的一定的截止期間Toff的和相當的周期產生時鐘脈衝，在上述第2模式時，以與上述切換元件3的導通期間成比例變化的周期產生時鐘脈衝。
最好上述控制信號形成及模式切換電路36a由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容82；與上述電容82連接的恆流電路83，向上述電容82供給一定的充電電流；產生基準電壓V87的基準電壓源87；比較器86，具有與上述電容82連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源87連接的第2輸入端子，在上述電容82的電壓V4達到上述基準電壓V87時產生時鐘脈衝；RS觸發器92，具有與上述比較器86連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路34或34a連接的復位端子；放電用開關84，為使上述電容82為放電狀態而與上述電容82並聯，且具有與上述RS觸發器92的輸出端子連接的控制端子，響應上述RS觸發器92的置位狀態的輸出而成為導通狀態；邏輯電路93，具有與上述RS觸發器92連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路35連接的另一個輸入端子，在上述RS觸發器92的輸出信號V7為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路35的輸出信號V3為低電平時，產生將上述切換元件3控制為導通狀態的脈衝。
最好上述回掃電壓產生期間檢測電路3 5由以下部分構成開關電壓檢測部件17、71、72、73、74，用於獲得表示上述切換元件3的兩端子間的電壓大小的信號；基準電壓源76，產生表示比上述切換元件3的端子間電壓的最大值低的值的回掃電壓檢測用基準電壓Vb；比較器75，具有與上述開關電壓檢測部件連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源76連接的第2輸入端子，輸出具有與從上述開關電壓檢測部件獲得的開關電壓檢測信號V1橫穿上述回掃電壓檢測用基準電壓Vb期間相當的寬度的脈衝，上述控制信號形成及模式切換電路36a由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容82；與上述電容82連接的恆流電路83，向上述電容82供給一定的充電電流；產生基準電壓的基準電壓源87；比較器86，具有與上述電容82連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源87連接的第2輸入端子，在上述電容82的電壓V4達到上述基準電壓V87時產生時鐘脈衝；RS觸發器92，具有與上述比較器86連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路34或34a連接的復位端子；放電用開關84，為使上述電容82為放電狀態而與上述電容82並聯，且具有與上述RS觸發器92連接的控制端子，響應上述RS觸發器92的置位狀態的輸出而成為導通狀態；邏輯電路93，具有與上述RS觸發器92連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路35的上述比較器75連接的另一個輸入端子，在上述RS觸發器92的輸出信號V7為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路35的上述比較器75的輸出信號V3為低電平時，產生將上述切換元件3控制為導通狀態的脈衝。
最好上述控制信號形成及模式切換電路36a還包括為了響應該控制信號形成及模式切換電路36a的上述比較器86的輸出而形成規定時間寬度的時鐘脈衝，在上述比較器86和上述RS觸發器92的置位輸入端子之間連接的脈衝形成電路88、89、90。
最好DC-DC變換器還包括為了降低上述切換元件3的斷開時的切換損失，與上述切換元件3並聯的共振用電容5。
最好上述電壓反饋信號形成電路46，由為檢測表示上述整流平滑電路6的輸出電壓大小的信號而與上述整流平滑電路6連接的電壓檢測部件48、49、50、51和將與上述電壓檢測部件48、49、50、51的輸出對應的電流Ir作為電壓反饋信號提供的電壓-電流變換部件52、53、54構成，上述電流檢測部件，由與上述切換元件3串聯的電流檢測電阻4和為檢測上述電流檢測電阻4的端子間電壓而與上述電流檢測電阻4連接的電流檢測端子28構成。
最好上述合成電路47由以下部分構成為獲得鋸齒波反饋信號Vf而與上述電壓-電流變換部件52、53、54連接的電容56；上述電流檢測端子28和上述電容56之間連接的電阻55；與上述電容56並聯，且為了在上述切換元件3的導通期間使上述電容56為放電狀態，與上述控制信號形成及模式切換電路36或36a連接的放電電路57、58、59。
最好47a由以下部分構成用於從該兩端子間獲得上述鋸齒波反饋信號Vf的電阻104；為了向上述電阻104供給與上述電壓-電流變換部件52、53、54的輸出電流對應的電流，在上述電壓-電流變換部件52、53、54和上述電阻104之間連接的電流供給部件110、111；為了向上述電阻104供給與上述電流檢測端子28的電壓對應的電流，在上述電流檢測端子28和上述電阻104之間連接的電壓-電流變換部件102、103、105、106、107、108、109、112。
本發明具有以下優點。
(1)控制信號形成及模式切換電路36或36a比較回掃電壓產生期間(Tf)的結束時刻和時鐘脈衝(V5)，確定切換元件的控制模式。即，時鐘脈衝用作判斷回掃電壓產生期間(Tf)的長短的基準時間的同時，也用於切換元件3的控制脈衝的形成。結果，不必獨立設置判斷回掃電壓產生期間(Tf)的長短的基準時間產生部件，可實現控制切換元件3的電路的小型化和低成本化。
(2)第1模式時的切換元件3的導通·截止周期由脈衝產生器80限制。從而，第1模式中切換周期不會變得極短，可抑制單位時間的切換元件3的切換次數，提高第1模式時的DC-DC變換器的效率。
(3)第2控制模式中，切換頻率響應負載而變化，因而可使噪聲的頻率分量分散，降低噪聲的妨害。
圖面的簡單說明
圖1是本發明的第1實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖2是圖1的控制電路的詳細方框圖。
圖3是圖2的反饋信號形成電路及導通期間結束時刻確定電路的詳細電路圖。
圖4是圖2的回掃電壓產生期間檢測電路、控制信號形成及模式切換電路的詳細電路圖。
圖5是用於圖3的電路的動作說明的波形圖。
圖6是用於輕負載模式時的圖4的電路的動作說明的波形圖。
圖7是用於重負載模式時的圖4的電路的動作說明的波形圖。
圖8是第2實施例的DC-DC變換器的控制電路的方框圖。
圖9是圖8的反饋信號形成電路及導通期間結束時刻確定電路的詳細電路圖。
圖10是圖8的回掃電壓產生期間檢測電路、控制信號形成及模式切換電路的詳細電路圖。
圖11是用於輕負載模式時的圖10的電路的動作說明的波形圖。
圖12是用於重負載模式時的圖10的電路的動作說明的波形圖。
圖13是第3實施例的DC-DC變換器的電路圖。
圖14是第4實施例的反饋信號形成電路的電路圖。
發明的最佳實施例第1實施例首先參照圖1～圖7說明本發明的第1實施例的DC-DC變換器。圖1所示第1實施例的DC-DC變換器是一般稱為回掃型的切換調節器的裝置，具有作為直流電源的整流平滑電路1；作為電感部件的變壓器2；由N溝道的絕緣柵極型場效應電晶體組成的切換元件3；作為電流檢測部件的電阻4；共振用電容5；輸出整流平滑電路6；開關控制電路7；控制電源用整流平滑電路8及啟動電阻9。
作為直流電源的整流平滑電路1，具有與商用交流電源連接的一對交流輸入端子10、11和第1及第2直流端子12、13，輸出非穩定電壓即未穩壓的直流電壓。另外，整流平滑電路1可置換成電池。作為電感部件的變壓器2由磁芯14和卷繞該芯14的1次繞組15、2次繞組16及3次繞組17組成。相互電磁耦合的1次、2次及3次繞組15、16、17具有用黑點表示的極性。1次繞組15具有洩漏電感。眾所周知，變壓器2在切換元件3的導通期間積蓄能量，在切換元件3的截止期間放出能量。
FET組成的切換元件3具有作為第1主端子的漏極、作為第2主端子的源極和作為控制端子的柵極。該漏極經由1次繞組15與第1直流端子12連接，源極經由電流檢測電阻4與作為地的第2直流端子13連接，柵極與控制電路7連接。為降低切換損失及噪聲的共振用電容5通過電流檢測電阻4與切換元件3並聯。該共振用電容5具有以下功能，即，當切換元件3斷開時，緩慢提高切換元件3的漏極·源極間電壓VDS，以及，當切換元件3接通之前，通過共振使切換元件3的漏極·源極間電壓VDS為零或低的值。從而，共振用電容5的靜電電容與整流平滑電路1中包含的周知的平滑電容(未圖示)及輸出整流平滑電路6包含的平滑用電容19的靜電電容相比顯著小。另外，也可不獨立設置共振用電容5，而是使用切換元件3的漏極·源極間的寄生電容。
與變壓器2的2次繞組16連接的輸出整流平滑電路6由整流二極體18和平滑電容19構成。整流二極體18與變壓器2的2次繞組16和平滑用電容19之間的線串聯。該整流二極體18具有當切換元件3導通時被由2次繞組16感應的電壓反向偏置，而切換元件3截止時被由2次繞組16感應的電壓正向偏置的極性。平滑用電容19經由整流二極體18與2次繞組16並聯。平滑用電容19與一對輸出端子20、21連接，該一對輸出端子20、21間連接有大小可能變化的負載22。
變壓器2的3次繞組17與1次繞組15及2次繞組16電磁耦合，具有對控制電源電路8的功率供給功能和變壓器2中的回掃電壓的檢測功能。
控制電源電路8由整流二極體23和平滑電容24組成。平滑電容24的一端經由二極體23與3次繞組17的一端連接。整流二極體23在切換元件3的截止期間被由3次繞組17感應的電壓正向偏置，對平滑電容24充電。平滑電容24的另一端及3次繞組17的另一端與第2直流端子13即地連接。
當對第1及第2交流輸入端子10、11的功率的供給開始時，或整流平滑電路的輸入側或輸出側設置的周知的電源開關(未圖示)導通時，啟動電阻9對平滑電容24充電。
用於形成導通·截止切換元件3的控制信號的開關控制電路7具有第1、第2、第3、第4、第5、第6及第7端子25、26、27、28、29、30、31。第1端子25是電源端子，與控制電源電路8的電容24的一端連接。第2端子26是接地端子，與整流平滑電路1的接地側端子13連接。第3端子27與切換元件3的控制端子連接。作為電流檢測端子的第4端子28為進行電流檢測，與電流檢測電阻4的一端連接。第5端子29為檢測回掃電壓，與3次繞組17的一端連接。第6及第7端子30、31為檢測輸出電壓Vo，與第1及第2輸出端子20、21連接。
控制電路7大致具有以下(1)～(8)的功能。
(1)根據第4端子28的電流檢測信號和第6及第7端子30、31的輸出電壓檢測信號，控制切換元件3的導通期間而使輸出電壓Vo一定的功能。
(2)第1負載狀態即輕負載狀態時，以一定的重複頻率導通·截止切換元件3的功能。
(3)比第1負載重的第2負載即重負載狀態時，使切換元件3進行RCC即振鈴用扼流圈變換動作的功能。
(4)變壓器2中，檢測回掃電壓產生的期間的功能。
(5)產生正傾斜期間和負傾斜期間的合計時間與第1負載狀態時的切換元件3的一定的導通·截止周期相同的鋸齒波電壓的功能。
(6)作成時鐘脈衝即基準脈衝，使鋸齒波電壓的正傾斜期間和負傾斜期間的邊界一致的功能。
(7)判定上述回掃電壓的產生期間的結束時刻是在上述時鐘脈衝的產生時刻之前或之後的功能。
(8)若回掃電壓的產生期間的結束時刻在上述時鐘脈衝的產生時刻之前，形成用於以上述一定的重複頻率導通·截止切換元件3的第1控制信號，若回掃電壓的產生時刻在上述時鐘脈衝的產生時刻之後，形成使切換元件3進行RCC動作的第2控制信號的功能。
用於獲得上述第1～第8功能的開關控制電路7，如圖2所示，大致由反饋信號形成電路33、導通期間結束時刻確定電路34、回掃電壓產生期間檢測電路35、控制信號形成及模式切換電路36、驅動電路37以及電壓調節電路38構成。
反饋信號形成電路33與電流檢測端子28和一對電壓檢測端子30、31連接，形成由電流檢測信號和電壓檢測信號合成的反饋信號Vf並向線39送出。該反饋信號形成電路33在以後詳細說明。
導通期間結束時刻確定電路34通過線39與反饋信號形成電路33連接，且通過2線40、41與控制信號形成及模式切換電路36連接。該導通期間結束時刻確定電路34根據線39的反饋信號Vf和線40的切換元件3用的控制信號V11，形成表示導通期間的結束即截止期間的開始的導通結束定時信號V6，該導通結束定時信號V6向線41、42送出。該導通期間結束時刻確定電路34在以後詳細說明。
回掃電壓產生期間檢測電路35與回掃檢測端子29連接，且通過線42與導通期間結束時刻確定電路34連接，根據圖1的3次繞組17的電壓，形成包含回掃電壓的產生期間的信息的回掃檢測信號V3，將該回掃檢測信號V3向線43送出。該回掃電壓產生期間檢測電路35在以後詳細說明。
控制信號形成及模式切換電路36通過線41與導通期間結束時刻確定電路34連接，且通過線43與回掃電壓產生期間檢測電路35連接，且通過線44與電壓調節電路38連接，選擇形成用於在第1模式控制切換元件3的導通·截止的第1控制信號和用於在第2模式控制導通·截止的第2控制信號，將第1及第2控制信號之一向線45送出。該控制信號形成及模式切換電路36在以後詳細說明。
驅動電路37經由線45與控制信號形成及模式切換電路36連接，將控制信號形成及模式切換電路36的輸出信號V11放大並向端子27送出。如上所述，端子27與切換元件3的控制端子連接。
電壓調節電路38與電源端子25連接，形成調節圖1的控制電源電路8的輸出電壓後的電壓並通過線44向控制信號形成及模式切換電路36的電源端子送出，另外，通過圖示省略的線向反饋信號形成電路33、導通期間結束時刻確定電路34、回掃電壓產生期間檢測電路35及驅動電路37送出。另外，電壓調節不需要時，電源端子25可直接與控制電路7內的各電路33～37連接。
反饋信號形成電路如圖3所示，反饋信號形成電路33由電壓反饋信號形成電路46和作為鋸齒波反饋信號形成電路的合成電路47組成。電壓反饋信號形成電路46由第1及第2輸出電壓檢測用電阻48、49、例如恆壓二極體組成的基準電壓源50、誤差放大器51、發光二極體52、光電電晶體53以及電阻54組成。第1及第2輸出電壓檢測用電阻48、49相互串聯，且連接於一對端子30、31間。誤差放大器51的正輸入端子與第1及第2輸出電壓檢測用電阻48、49的相互連接點連接，其負輸入端子與基準電壓源50連接。發光二極體52在誤差放大器51的輸出端子和接地側端子31之間連接。誤差放大器52輸出與從第1及第2輸出電壓檢測用電阻48、49的相互連接點獲得的檢測電壓和基準電壓源50的基準電壓之差對應的電壓，發光二極體52發出與誤差放大器51的輸出電壓對應強度的光輸出。與發光二極體52光耦合的光電電晶體53經由電阻54與供給直流電壓的控制電源端子25連接。光電電晶體53的電阻值與發光二極體52的光輸出成反比例變化。從而，流過光電電晶體53的電流Iv與端子30、31間的輸出電壓Vo成比例。該電流Iv可稱為電壓反饋信號。
合成電路47由電阻55、電容56、恆流電路57、場效應電晶體58以及NOT電路59組成。電阻55在合成電路47的輸出線39和電流檢測端子28之間連接。電容56在輸出線39和地之間連接。即電容56經由電阻55與圖1的電流檢測電阻4並聯。從電流檢測端子28流入合成電路47的電流Ii與流過電流檢測電阻4的電流成比例。從而，該電流Ii可稱為電流反饋信號。電容56通過電壓反饋信號Iv和電流反饋信號Ii充電。從而，電容56的電壓Vf成為具有與電壓反饋信號Iv和電流反饋信號Ii的合成值即相加值對應的值的反饋信號。線39的反饋信號Vf相當於將電流檢測電阻4的電壓和一對輸出端子30、31間的電壓Vo以適當比例相加所得的值。
恆流電路57和場效應電晶體58的串聯電路與電容56並聯。場效應電晶體58中，切換元件3的柵極經由NOT電路59與開關控制信號線40連接。從而，線40的開關控制信號V11若從高電平即邏輯1轉換成低電平即邏輯0，則場效應電晶體58導通，形成分流電路。
反饋信號形成電路33中的合成電路47的輸出線39獲得的反饋信號Vf，如圖5所示，在切換元件3的導通期間Ton傾斜增大，在截止期間Toff的開始部分急劇下降，其後，保持低的值。另外，由於1次繞組15具有電感，因而在切換元件3的導通期間Ton，通過1次繞組15的電流隨時間而增大，且由於電容56被緩慢充電，因而反饋信號Vf呈圖5所示的鋸齒波狀變化。由於合成電路47的輸出信號Vf是鋸齒波，因而可將合成電路47稱為鋸齒波反饋信號形成電路。鋸齒波反饋信號Vf的振幅根據輸出電壓Vo變化。
導通期間結束時刻確定電路如圖3所示，導通期間結束時刻確定電路34由比較器61和參照信號產生電路62組成。比較器61的正輸入端子與反饋信號輸出線60連接，負輸入端子與參照信號產生電路62的輸出線63連接。從而，比較器61如圖5所示比較反饋信號Vf和參照信號Vr，當反饋信號Vf比參照信號Vr高的期間t1～t2、t5～t6等，產生成為高電平的輸出信號V6。比較器61的輸出端子通過線41與控制信號形成及模式切換電路36連接，通過線42與回掃電壓產生期間檢測電路35連接。
參照信號產生電路62由第1恆流電路64、電容65、第2恆流電路66、切換元件67組成。供給第1電流I1的第1恆流電路64在直流電源端子68和電容65的一端之間連接。電源端子68與圖2的電壓調節電路38連接。電容65的另一端與地連接。可流過第2電流I2的第2恆流電路66經由切換元件67與電容65並聯。由半導體開關組成的切換元件67的控制端子與開關控制信號V11的線40連接。從而，在圖10切換元件3的導通期間Ton，圖3的切換元件67導通。在切換元件3的截止期間Toff，由於參照信號形成電路62的切換元件67截止，電容65通過第1恆流電路64的電流I1充電。如圖5所示，電容6 5的電壓即參照信號Vr在t2～t3期間緩慢增大，在t3～t4期間成為大致一定。更準確地說，參照信號Vr在t1～t2間轉向增大。在切換元件3的導通期間Ton，由於圖5所示切換控制信號V11為高電平，因而參照信號產生電路62的切換元件67導通，形成電容65的放電電路，電容65的電壓即參照信號Vr如圖5的t0～t1所示緩慢下降。
比較器61如圖5所示比較梯形波狀變化的參照信號Vr和鋸齒波狀變化的反饋信號Vf，當反饋信號Vf比參照信號Vr高時，如圖5所示產生成為高電平的輸出信號V6。比較器61的輸出信號V6包含的脈衝的上升時刻t1、t5表示切換元件3的導通期間Ton的結束時刻及截止期間Toff的開始時刻。切換元件3的導通的開始時刻t0、t4按規定確定，從後述可以明白。從而，比較器61的輸出信號V6包含的脈衝的前緣時刻若確定，則導通期間Ton的寬度確定。
該實施例中，參照信號Vr採用梯形波，但是也可以採用如圖5的點劃線所示的平坦的直流電壓組成的參照信號Vr』。
回掃電壓產生期間檢測電路如圖4所示，回掃電壓產生期間檢測電路35由3次繞組電壓檢測電路69和回掃電壓產生期間脈衝抽出電路70組成。
3次繞組電壓檢測電路69由二極體71、2個電壓檢測用電阻72、73、電容74、比較器75以及基準電壓源76組成。相互串聯的2個電壓檢測用電阻72、73經由二極體71與圖1的3次繞組17並聯。電容74與電阻73並聯。波形整形用的比較器75的正輸入端子與電容74的一端連接，負輸入端子與電壓Vb的基準電壓源76連接。電容74使檢測電壓V1稍微延遲，與平滑電容19、24相比具有十分小的電容。從電阻73的兩端獲得的3次繞組電壓檢測信號V1如圖7所示變化。二極體71具有在切換元件3的截止期間Toff通過3次繞組17感應的電壓而導通的方向性。從而，二極體71的輸出側的2個電阻72、73的串聯電路的兩端間，獲得與截止期間Toff的1次繞組15的電壓成比例的電壓。從交流的觀點看，1次繞組15經由整流電路1與切換元件3並聯。從而，從交流的觀點看，1次繞組15的電壓與切換元件3的電壓相同。因而，3次繞組電壓檢測電路35的電阻73的兩端間，獲得與切換元件3的電壓VDS成比例的電壓V1，如圖6或圖7所示。切換元件3的電壓VDS在導通期間Ton大致為零，從導通向截止轉換時，由於電容5的電容和1次繞組15的電感的周知的共振動作而緩慢升高。在切換元件3的截止期間，變壓器2的積蓄能量的放出若結束，則通過振鈴，1次繞組15的電壓及切換元件3的電壓變化。3次繞組電壓檢測電路35由於檢測切換元件3的電壓VDS作為結果，因而可以稱為切換電壓檢測電路。本發明中，3次繞組17、二極體71、電阻72、73及電容75組成的電路稱為開關電壓檢測部件。
3次繞組電壓檢測電路35包含的比較器75的正輸入端子與2個電阻72、73的相互連接點連接，負輸入端子與基準電壓源76連接。基準電壓源76的基準電壓Vb設定成比檢測電壓V的最大值足夠低的約0.75V。該基準電壓Vb是比零伏特或檢測電壓V1的振鈴分量的最低值(底部)稍高的值。比較器75在檢測電壓V1比基準電壓Vb高時，如圖6及圖7所示產生成為高電平的2值的輸出信號V2。即，圖6中，比較器75的輸出信號V2在例如t3～t4、t5～t6、t7～t9成為高電平，圖7中比較器75的輸出信號V2在例如t3～t6成為高電平。從而，從比較器75獲得3次繞組電壓檢測信號V1波形成形後的信號V2。
回掃電壓是在切換元件3的截止期間由變壓器2的積蓄能量的放出而產生的電壓。從而，狹義地說，圖6中可考慮從截止期間開始時刻t2到積蓄能量放出結束時刻t4』為止為回掃電壓產生期間，另外圖7中，從截止期間開始時刻t2到積蓄能量放出結束時刻t6』為止為回掃電壓產生期間。即，正確地說，切換元件3的截止期間Toff中，通過變壓器2的積蓄能量的放出而使電流流過輸出整流平滑電路6的二極體18的期間為回掃電壓產生期間。
但是，本發明中考慮廣義的回掃電壓產生期間，將圖6中截止開始時刻t2到比較器75的輸出脈衝下降到低電平的時刻t4為止定義成回掃電壓產生期間Tf，圖7中截止開始時刻t2到比較器75的輸出脈衝下降到低電平的時刻t6為止定義為回掃電壓產生期間Tf。
回掃電壓產生期間脈衝抽出電路70由邊緣檢測電路77、RS觸發器78和AND門79組成。邊緣檢測電路77與比較器75的輸出端子連接，檢測圖6及圖7所示比較輸出信號V2所包含的脈衝的後緣。即，圖6中，在例如t4、t6、t9時刻從邊緣檢測電路77產生檢測脈衝。
觸發器78的置位輸入端子S與邊緣檢測電路77連接，該復位輸入端子R與導通期間結束定時信號V6的線42連接。AND門79的一個輸入端子與比較器75連接，另一個輸入端子與觸發器78的相位反相輸出Q-連接。觸發器78響應圖6及圖7所示導通期間結束信號V6而成為復位狀態，響應邊緣檢測電路77的輸出脈衝而成為置位狀態。在圖6中t2時刻，觸發器78成為復位狀態，在t4時刻成為置位狀態。從而，觸發器78的相位反相輸出端子Q-在圖6的t2～t4期間成為高電平。另一方面，比較器75的輸出信號V2在t3～t4成為高電平。從而，從AND門79獲得的回掃電壓產生期間檢測信號V3在t3～t4期間成為高電平。圖6中，在t5～t6、t7～t9期間中，比較器75的輸出信號V2也成為高電平，但是由於觸發器78為置位狀態，因而AND門79的輸出信號V3保持低電平。從而，在圖6的輕負載模式時，在截止期間Toff中，僅僅從比較器75獲得的多個脈衝內的最初脈衝由AND門79抽出，其成為回掃電壓產生期間檢測信號V3。
在圖7的重負載狀態時，由於不產生振鈴電壓的重複，因而觸發器78在圖7的t2時刻復位，在t6時刻置位。結果，與比較器75的輸出信號V2的脈衝實質上相同的脈衝列成為回掃電壓產生期間檢測信號V3。
控制信號形成及模式切換電路控制信號形成及模式切換電路36由圖4所示脈衝產生器80和控制脈衝形成電路81組成，具有在輕負載模式時形成圖6所示第1控制信號V11的第1功能，在重負載模式時形成圖7所示第2控制信號V11的第2功能，以及自動切換輕負載模式的控制信號和重負載模式的控制信號的第3功能。其中為了容易說明，第1及第2控制信號都用V表示。
脈衝產生器如圖4所示，脈衝產生器80由鋸齒波產生用電容82、充電用恆流電路83、由FET組成的第1及第2放電用開關84、85、比較器86、基準電壓源87、RS觸發器88、NOT電路89以及延遲電路90組成，產生由圖6或圖7所示時鐘脈衝列組成的時鐘信號V5。在圖6的輕負載模式時，時鐘信號V5的脈衝的重複頻率為例如20～100kHz的範圍的一定值。在圖7的重負載模式時，響應整流電路1的輸出電壓或負載22的變化，時鐘信號V5的脈衝的重複頻率變化。
電容82的一端經由恆流電路83與供給直流電壓的電源用線44連接，該另一端與地連接。由FET組成的第1及第2放電用開關84、85分別與電容82並聯。第1放電用開關84的控制端子與觸發器88的輸出端子Q連接。第2放電用開關85的控制端子與後述的AND門95連接。從而，在第1及第2放電用開關84，85的導通期間，電容82成為放電狀態。另外，第1及第2放電用開關84、85都為截止的期間，電容82通過恆流電路83充電，該電壓V4傾斜上升，獲得圖6及圖7所示鋸齒波電壓。
比較器86的正輸入端子與電容82的一端連接，其負輸入端子與基準電壓源87連接。基準電壓源87產生圖6及圖7所示一定的基準電壓V87。從而，鋸齒波電壓V4若達到基準電壓V87，則比較器86的輸出從低電平轉換到高電平。觸發器88的置位輸入端子S與比較器86連接，復位輸入端子R經由NOT電路89及延遲電路90與比較器86連接。從而，觸發器88、NOT電路89、延遲電路90具有與周知的單穩多諧振蕩器同樣的脈衝產生功能，與比較器86的輸出轉換成高電平的時刻同步，在觸發器88的輸出端子Q獲得具有與延遲電路90的延遲時間相當的規定寬度的脈衝。觸發器88的輸出信號在圖6及圖7中用V5表示。脈衝產生器80的時鐘信號V5包含的脈衝的周期與切換元件3的導通·截止的周期相同。另外，可將第2放電用開關85包含於控制脈衝形成電路81。
控制脈衝形成電路控制脈衝形成電路81，根據脈衝產生器80的時鐘信號V5、回掃電壓產生期間檢測電路35的輸出信號V3以及導通期間結束時刻確定電路34的輸出信號V6，在輕負載模式時形成圖6的第1控制信號V11，在重負載模式時形成圖7的第2控制信號V11。另外，該控制脈衝形成電路81，具有自動切換圖6的輕負載模式的第1控制信號V11和圖7的重負載模式的第2控制信號的功能。
從圖4可明白，控制脈衝形成電路81由作為第1邏輯電路的OR門91、RS觸發器92、作為第3邏輯電路的NOR門93、NOT電路94以及AND門95組成。另外，NOT電路94、AND門95作為第2邏輯電路起作用。OR門91的一個輸入端子與脈衝產生器80的觸發器88的輸出端子Q連接，另一個輸入端子與控制脈衝形成電路81的中的觸發器92的相位反相輸出端子Q-連接。觸發器92的置位輸入端子S與脈衝產生器80的觸發器88的輸出端子Q連接，該復位端子R經由線41與導通期間結束時刻確定電路34連接。觸發器92在從線41的導通期間結束定時信號V6的脈衝的前緣開始到脈衝產生器80的時鐘信號V5的脈衝的前緣為止的期間成為復位狀態。即，在輕負載模式時，如圖6所示，觸發器92的相位反相輸出端子Q-的信號V7在t2～t8的期間成為高電平。另外，在負載22比輕負載模式時大的重負載模式時，如圖7所示，觸發器92的相位反相輸出端子Q-的信號V7在t2～t4期間成為高電平。觸發器92的輸出不是從相位反相輸出端子Q-取出，而是從正輸出端子Q取出，該輸出可通過NOT電路反相後輸入次級的OR門91。
OR門91在該2個輸入信號之一或兩方都為高電平即邏輯1時產生高電平的輸出信號V8。即，在輕負載模式時，輸出信號V8在圖6所示t2～t9期間成為高電平。另外，在重負載模式時，輸出信號V8在圖7所示t2～t5期間成為高電平。
NOR門93的一個輸入端子與OR門91連接，另一個輸入端子與AND門95連接。AND門95的一個輸入端子經由NOT電路94與OR門91連接，另一個輸入端子與回掃電壓檢測信號V3的線43連接。AND門95的輸出端子與NOR門93和第2放電用開關85的控制端子都連接。NOT電路94的輸出信號V9是圖6及圖7所示OR門91的輸出信號V8的相位反相信號。從而，NOT電路94的輸出信號V9在圖6的輕負載模式時，在t1～t2期間成為高電平，在t2～t9期間成為低電平，在圖7的重負載模式時，在t2～t5期間成為低電平，在t5～t7期間成為高電平。AND門95的輸出信號V10僅僅在2個輸入同時為高電平時成為高電平。在圖6的輕負載模式時，在回掃電壓檢測信號V3成為高電平的期間t3～t4期間，NOT電路94的輸出信號V9為低電平，因而AND門95的輸出信號V10為連續的低電平即邏輯0。在圖7的重負載模式時，回掃電壓檢測信號V3和NOT電路94的輸出信號V9都在t5～t6期間成為高電平，AND門95的輸出信號V10也成為高電平。
AND門95的輸出信號V10向NOR門93送出並用於控制脈衝的形成的同時，向第2放電用開關85送出並用於模式切換。在圖6的輕負載模式時，AND門95的輸出信號V10為低電平即邏輯0，因而第2放電用開關85保持截止狀態。因而，在圖6的輕負載模式時，電容82的鋸齒波電壓V4的周期及觸發器88的輸出信號V5的周期Ta一定。相對地，在圖7的重負載模式時，在t5～t6期間，AND門95的兩輸入信號V3、V9成為高電平，因而該輸出信號V10成為高電平。AND門95的輸出信號V10若成為高電平，則第2放電用開關85導通，電容82的充電被禁止，電容82的電壓V4在t5～t6期間保持零伏特。結果，電容82的充電從t6時刻開始，該電壓V4在t8時刻達到基準電壓V87，觸發器88的輸出信號V5在t8時刻成為高電平。圖7的重負載模式時的脈衝產生器80的輸出信號V5的脈衝列中的脈衝的產生周期變成比圖6的輕負載模式時的脈衝的產生周期長，且響應負載22的變動而變動。AND門95的輸出信號V10成為NOR門93的輸入。在圖7所示AND門95的輸出信號V10的高電平期間，例如t5～t6中，NOR門93的輸出信號V11被禁止成為高電平。在圖6的輕負載模式時，AND門95的輸出信號V10總是為低電平即零伏特，因而AND門95的輸出信號V10對NOR門93未施加特別的限制。因而，圖6中OR門91的輸出信號V8的反相信號成為與NOR門93的輸出信號V11相同。圖6的輕負載模式時的NOR門93的輸出信號V11的脈衝列的脈衝的周期與鋸齒波電壓V4的周期及脈衝產生器80的時鐘信號V5的周期相同，保持一定值。NOR門93的輸出信號V11的脈衝產生期間(例如t1～t2)與切換元件3的導通期間Ton一致。從而，在輕負載模式時，切換元件3以一定周期Ta導通·截止。
在圖7的重負載模式時，AND門95的輸出信號V10所包含的脈衝限制NOR門93，AND門95的輸出信號V10在高電平的期間(例如t5～t6)，NOR門93的輸出信號V11保持低電平。結果，從圖7可明白，在t5時刻即使OR門91的輸出信號V8成為低電平，NOR門93的輸出信號V11在到t6時刻為止也維持低電平，在t6時刻轉換成高電平。NOR門93的輸出信號V11的脈衝列與切換元件3的導通·截止對應，因而在重負載模式時，切換元件3的導通期間Ton和截止期間Toff都響應負載22的變動而變化。重負載模式時的切換元件3的導通·截止動作不受脈衝產生器80的輸出頻率的限制。
從上述可明白，NOR門93具有形成切換元件3的控制信號V11的脈衝列的功能。AND門95具有判定回掃電壓檢測信號V3的回掃電壓產生期間Tf的結束時刻是在脈衝產生器80的輸出信號V5所包含的脈衝的產生時刻之前還是之後，並進行圖6所示輕負載模式動作和圖7所示重負載模式動作的切換的功能。
圖7的重負載模式中的切換元件3的接通時刻確定為切換元件3的漏極·源極間電壓VDS為零或大致為零的時刻。即，從圖7可以明白，回掃電壓檢測信號V3在3次繞組17的檢測電壓V1比零或其附近設定的基準電壓Vb低時轉換成低電平。圖7中，由於控制信號V11的脈衝的前緣時刻t6與回掃電壓檢測信號V3的脈衝的後緣時刻一致，因而切換元件3在該端子間電壓VDS為零或大致為零時接通。結果，切換元件3接通時的切換損失變小。另外，如上所述，3次繞組17的電壓的檢測信號V1與切換元件3的端子間電壓VDS成比例。
輕負載模式或重負載模式中，輸出電壓Vo若變成比目標值高，則導通結束時刻確定電路34的輸出脈衝的產生時刻變成比圖6及圖7中的t2早，導通期間Ton變短，輸出電壓Vo返回目標值。輸出電壓Vo比目標值低時，產生與上述變高時相反的動作。
若負載22比例如圖6所示輕負載狀態增大，則產生輸出電壓Vo的下降。結果，導通期間Ton變長。導通期間Ton若變長，則回掃電壓產生期間Tf與其成比例變長。回掃電壓產生期間Tf的結束時刻若成為在脈衝產生器80的輸出脈衝的後緣之後，則切換元件3在圖7的重負載模式下動作。
本實施例的DC-DC變換器具有如下效果。
(1)控制信號形成及模式切換電路36比較回掃電壓產生期間Tf的結束時刻和脈衝產生器80的輸出脈衝的後緣，確定切換元件3的控制模式。即，脈衝產生器80的輸出用作表示基準時間的信號，根據該基準時間判斷回掃電壓產生期間Tf的長短。從而，脈衝產生器80的輸出除了具有產生以一定頻率控制切換元件3的導通·截止時的時鐘信號的第1功能，還具有產生表示用於判斷回掃電壓產生期間Tf的長短的基準時間的信號的第2功能。結果，獨立設置用於判斷回掃電壓產生期間Tf的長短的基準時間產生部件變得不必要，可實現控制電路7的小型化及低成本化。
(2)AND門95的輸出用於切換元件3的控制模式的切換和控制脈衝的形成，因而可實現控制電路7的小型化及低成本化。
(3)回掃電壓產生期間Tf的結束時刻為3次繞組17的檢測電壓V1橫穿零或零附近的基準電壓Vb的時刻。另外，圖7的重負載模式中，與回掃電壓產生期間Tf的結束時刻同步，切換元件3控制成接通。從而，切換元件3的電壓VDS在低狀態下，切換元件3被控制成接通，切換元件3中的功率損失變小。另外，該切換元件3中的功率損失的降低由比較簡單的電路實現。
(4)輕負載狀態時，圖6所示切換元件3的導通·截止的重複頻率成為被限制成一定的狀態，該頻率的上升被抑制。結果，切換元件3的單位時間的切換次數的增大被抑制，可抑制輕負載狀態中的DC-DC變換器的效率的下降。
(5)重負載狀態時，切換頻率響應負載22的變動而變化。因而，根據切換元件3的導通·截止產生的噪聲的頻率分量產生分散，可減輕噪聲引起的妨害。
第2實施例接著，說明第2實施例的DC-DC變換器。但是，第2實施例的DC-DC變換器只是將圖1的第1實施例的DC-DC變換器的控制電路7變形，其他則與圖1相同。從而，第2實施例中也參照圖1。
圖8所示第2實施例的控制電路7a，設置將圖2的控制電路7的導通期間結束時刻確定電路34和控制信號及模式切換電路36變形後的導通期間結束時刻確定電路34a及控制信號形成及模式切換電路36a，其他則與圖2相同。圖8的控制電路7a在重負載模式時與圖2的控制電路7同樣動作，在輕負載模式時，切換元件3的截止時間寬度一定，導通時間寬度被可變地控制。
圖9詳細表示圖8的反饋信號形成電路33和導通期間結束時刻確定電路34a。變形的導通期間結束時刻確定電路34a將圖3的參照信號產生電路62替換成產生一定電平的參照信號Vr』的基準電壓源62a，其他則與圖3相同。圖9的參照信號Vr』設定成如圖5的點劃線所示。從而，輸入比較器61的一個輸入端子的反饋信號Vf若橫穿參照信號Vr』，則產生比較輸出信號V6的脈衝。從而，圖9的導通期間結束時刻確定電路34a本質上與圖3的導通期間結束時刻確定電路34相同。
圖10表示圖8的回掃電壓產生期間檢測電路35和控制信號形成及模式切換電路36a。圖10的變形的控制信號形成及模式切換電路36a，由變形的脈衝產生器80a和變形的控制脈衝形成電路81a組成。圖10的脈衝產生器80a從圖4的脈衝產生器80省去了第2放電用開關85，且放電用開關84的控制端子的連接處變更到RS觸發器92的輸出端子Q，其他則與圖4的脈衝產生器80相同。
圖10的控制脈衝形成電路81a由RS觸發器92和NOR門93組成。RS觸發器92的置位輸入端子S與脈衝產生器80a的觸發器88的輸出端子Q連接，該復位端子R與導通期間結束定時信號V6的線41連接。NOR門93的一個輸入端子與觸發器92的反相輸出端子Q-連接，另一個輸入端子與回掃電壓檢測信號V3的線43連接。NOR門93的輸出端子經由圖8的驅動電路37與圖1的切換元件3的控制端子連接，同時經由線40與圖9的反饋信號形成電路33連接。
表示第2實施例的圖10中，如點劃線100所示，將比較器86與觸發器92直接連接，將比較器86的輸出作為時鐘信號V5供給觸發器92，可省去觸發器88、NOT電路89、延遲電路90。另外，圖10中如點劃線101所示，將比較器75與NOR門93直接連接，可將比較器75的輸出V2不經由脈衝抽出電路70而直接送到NOR門93。即，圖10中可省略脈衝抽出電路70。
圖11表示輕負載模式時的控制電路7a的各部的狀態，圖12表示重負載模式時的控制電路7a的各部的狀態。
在圖11的輕負載模式時，在t2時刻若線41的導通期間結束定時信號V6成為高電平，則觸發器92轉換成復位狀態，該反相輸出端子Q-的輸出信號V7轉換成高電平。另外，觸發器92的輸出端子Q在t2時刻轉換成低電平。結果，放電用開關84轉換成截止，電容82的電壓V4傾斜上升。電容電壓V4若達到基準電壓V87，則比較器87的輸出轉換成高電平，觸發器88成為置位狀態，該輸出端子Q的輸出信號V5在t8時刻成為高電平。結果，控制脈衝形成電路81a的觸發器92在t8時刻成為置位狀態，該反相輸出端子Q-的輸出信號V7成為低電平。NOR門93在2個輸入信號V3、V7同時成為低電平的t0～t2、t8～t10等期間，輸出成為高電平的信號V11。在圖11的輕負載模式時，切換元件3的截止期間Toff例如成為15μs的一定時間寬度，導通期間Ton由反饋信號Vf調節。若截止期間Toff設定得比較長，則切換元件3的導通·截止周期Ta也變得比較長，與第1實施例同樣，單位時間的切換元件3的導通·截止動作的次數變少，可實現DC-DC變換器的效率的提高。
在圖12的重負載時，電容82的電壓V4從0伏特傾斜上升達到基準電壓V87的時刻t4成為在回掃電壓檢測信號V3的脈衝的後緣時刻t6之前。從而，響應脈衝產生器80a的輸出信號V5，觸發器92在t4時刻置位，該反相輸出端子Q-的輸出信號V7在t4時刻即使成為低電平，當NOR門93的輸出信號V11在t4時刻不轉換成高電平，線43的回掃電壓檢測信號V3轉換成低電平的t6時刻，NOR門93的輸出信號V11轉換成高電平。從而，在第2實施例的重負載模式時，與第1實施例同樣，截止期間Toff由回掃電壓產生期間Tf確定，響應導通期間Ton的變化而變化。
圖11的輕負載模式和圖12的重負載模式的切換是根據觸發器92的輸出信號V7包含的脈衝的後緣是在回掃電壓檢測信號V3包含的脈衝的後緣之前還是之後來執行的。換言之，根據脈衝產生器80a的電容82產生傾斜電壓的期間(例如15μs)的結束時刻是在回掃電壓產生期間Tf的結束時刻之前還是之後來進行模式的切換。NOR門93除了形成控制信號V11的脈衝的第1功能，還具有執行圖11的輕負載模式動作和圖12的重負載模式動作的自動切換的第2功能。
第2實施例具有與第1實施例同樣的效果，同時，在輕負載模式時具有將切換元件3的截止期間Toff保持一定的效果。若導通期間Ton隨負載22變化，截止期間Toff固定，則輕負載模式時切換元件3的導通·截止頻率也變化，可使噪聲的頻率分量分散。
第3實施例圖13所示第3實施例的DC-DC變換器，將圖1的DC-DC變換器的變壓器2作為電感器2a，且省去與圖1的2次繞組16相當的部分，將整流平滑電路6與切換元件3並聯，其他則與圖1相同。圖13的DC-DC變換器中，在切換元件3的導通期間，整流二極體18成為反向偏置狀態，對電感器2a產生能量的積蓄動作，在切換元件3的截止期間，整流二極體18成為正向偏置狀態，產生電感器2a的積蓄能量的放出動作。從而，電容19以整流平滑電路1的電壓和繞組75的電壓的加法值進行充電。總之，圖13的DC-DC變換器作為升壓型的切換調節器而動作。圖13的DC-DC變換器的控制電路與第1實施例相同，因而可以獲得與第1實施例相同的效果。
另外，圖13的控制電路7可置換成圖8的控制電路7a。
第4實施例圖14表示第4實施例的切換電源裝置的反饋控制信號形成電路33a。該第4實施例的切換電源裝置將第3反饋控制信號形成電路33變形成圖14的反饋控制信號形成電路33a，其他則與第1實施例的切換電源裝置相同。從而，第4實施例中與第1實施例共通的部分的圖示及其說明省略。
另外，圖14的反饋控制信號形成電路33a中，與圖3實質上相同的部分附上同一參照符號，其說明省略。
圖14的反饋控制信號形成電路33a由電壓反饋信號形成電路46和變形的合成電路47a組成。圖14的電壓反饋信號形成電路46除了與光電電晶體53的電源的連接，構成與圖3相同的結構。
合成電路47a由第1、第2及第3電阻102、103、104、1個電容105、第1、第2、第3、第4、第5及第6電晶體106、107、108、109、110、111以及恆流電路112組成。電容105經由第1電阻102與電流檢測端子28連接。從而，電容105的電壓具有與圖1的切換元件3的電流成比例的值。pnp形的第1電晶體106的基極與電容105連接，發射極經由恆流電路112與電壓調節電路38連接，集電極與地連接。該第1電晶體106的電流與切換元件3的電流成反比例。npn形的第2電晶體107的基極與恆流電路112連接，集電極經由pnp形的第3電晶體108與電壓調節電路38連接，發射極經由電阻103與地連接。從而，第2電晶體107的電流與切換元件3的電流成比例。pnp形的第3電晶體108的發射極與電壓調節電路38連接，集電極與第2電晶體107連接，基極與該電晶體108的集電極及第4電晶體109的基極連接。pnp形的第4電晶體109的發射極與電壓調節電路38連接，集電極與第3電阻104連接，基極與第3電晶體108的基極連接。從而，第3及第4電晶體108、109的電流與切換元件3的電流成比例。pnp形的第5電晶體110的發射極與電壓調節電路38連接，集電極經由電阻54與光電電晶體53連接，基極與該第5電晶體110的集電極及pnp形的第6電晶體111的基極連接。第6電晶體111的發射極與電壓調節電路38連接，集電極經由第3電阻104與地連接，基極與第5電晶體110的基極連接。第5及第6電晶體110、111的電流具有與電壓檢測端子30、31的輸出電壓Vo成比例的值。第3電阻104流過與切換元件3的電流成比例的電流和與輸出電壓Vo成比例的電流的和的電流。結果，與第1實施例同樣，在與電晶體111和電阻104的相互連接點連接的線39上獲得表示電流檢測信號和電壓檢測信號的合成值的鋸齒波狀的反饋控制信號Vf。
圖14的實施例中，反饋控制信號形成電路33a的電源線經由電壓調節電路38與電源端子25連接。
第4實施例也可獲得與第1實施例相同的效果。
變形例本發明不限於上述的實施例，例如可以有如下變形。
(1)在切換元件3導通的期間設定2次繞組16的極性以使整流平滑電路5的二極體18導通的周知的正向型DC-DC變換器也可適用本發明。
(2)取代將電壓反饋信號形成電路46與整流平滑電路6連接，可將該電壓反饋信號形成電路46與連接到3次繞組17的整流平滑電路8連接。整流平滑電路8的輸出電壓包含輸出電壓Vo的信息。
(3)切換元件3可採用雙極電晶體、IGBT(絕緣柵極型雙極電晶體)等的其他半導體切換元件。
(4)發光二極體25和光電電晶體47的光耦合的部分可採用電氣耦合電路。
(5)取代電流檢測電阻4，可以設置由霍耳元件等的磁電變換裝置形成的電流檢測部件。
(6)可以將回掃電壓產生期間檢測電路35在切換元件3的兩端子間連接。
(7)圖3及圖9中，電流檢測端子28和作為鋸齒波反饋信號形成電路的合成電路47之間的連接可切斷。該場合，電容56僅僅由電壓反饋信號形成電路46的輸出電流緩慢充電，獲得鋸齒波反饋信號Vf。
工業上的利用可能性如上所述，本發明的DC-DC變換器可作為電氣裝置的電源電路進行利用。
權利要求
1.一種DC-DC變換器，是向負載供給直流功率的DC-DC變換器，由以下部分組成供給直流電壓的第1及第2直流端子(12，13)；為反覆導通·截止上述直流電壓而連接於上述第1直流端子(12)和上述第2直流端子(13)之間且具備控制端子的切換元件(3)；與上述切換元件(3)串聯的電感部件(2或2a)；與上述電感部件(2或2a)連接的整流平滑電路(6)；從上述電感部件(2或2a)檢測回掃電壓產生期間的回掃電壓產生期間檢測電路(35)；形成用於將上述整流平滑電路(6)的輸出電壓(Vo)控制為一定的反饋信號(Vf)的反饋信號形成電路(33或33a)；與上述反饋信號形成電路(33或33a)連接以確定上述切換元件(3)的導通期間的結束時刻的導通期間結束時刻確定電路(34或34a)；控制信號形成及模式切換電路(36或36a)，其包含在任意的周期產生時鐘脈衝(V5)的脈衝產生器(80)，且與上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)、上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)和切換元件(3)的上述控制端子連接，且具有如下功能，當上述回掃電壓產生期間的結束時刻早於上述時鐘脈衝(V5)的產生時刻時，形成第1控制信號，以在第1模式下導通·截止上述切換元件(3)，當上述回掃電壓產生期間的結束時刻遲於上述時鐘脈衝(V5)的產生時刻時，形成第2控制信號，以在第2模式下以比上述第1模式中的上述切換元件(3)的導通·截止周期長的周期導通·截止上述切換元件(3)。
2.權利要求1所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述反饋信號形成電路(33或33a)由以下部分構成形成表示上述輸出電壓(Vo)的大小的電壓反饋信號(Iv)的電壓反饋信號形成電路(46)；為了獲得由上述電壓反饋信號(Iv)控制振幅的鋸齒波電壓所組成的反饋信號(Vf)，與上述電壓反饋信號形成電路(46)連接的鋸齒波反饋信號形成電路(47或47a)。
3.權利要求2所述的DC-DC變換器，其特徵在於，還具備檢測表示流過上述切換元件(3)的電流大小的信號的電流檢測部件(4)，上述鋸齒波反饋信號形成電路，為了合成上述電流檢測部件(4)的輸出和上述電壓反饋信號形成電路(46)的輸出並獲得由鋸齒波電壓組成的反饋信號(Vf)，由與上述電流檢測部件(4)和上述電壓反饋信號形成電路(46)連接的合成電路(47或47a)構成。
4.權利要求2所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)由以下部分構成產生參照信號(Vr或Vr』)的參照信號產生電路(62或62a)；為了形成表示上述導通期間結束時刻的脈衝，具有與上述反饋信號形成電路(33或33a)連接的第1輸入端子和與上述參照信號產生電路(62或62a)連接的第2輸入端子的比較器(61)。
5.權利要求1所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)具備形成具有與上述回掃電壓產生期間(Tf)相當的時間寬度的脈衝的部件(69，70)。
6.權利要求5所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)由以下部分構成開關電壓檢測部件(17，71，72，73，74)，用於獲得表示上述切換元件(3)的兩端子間的電壓大小的信號；基準電壓源(76)，產生表示比上述切換元件(3)的端子間電壓的最大值低的值的回掃電壓檢測用基準電壓(Vb)；比較器(75)，具有與上述開關電壓檢測部件連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源(76)連接的第2輸入端子，輸出具有與從上述開關電壓檢測部件獲得的開關電壓檢測信號(V1)橫穿上述回掃電壓檢測用基準電壓(Vb)期間相當的寬度的脈衝；脈衝抽出電路(70)，與上述比較器(75)和上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)連接，在上述切換元件(3)的截止期間，將最初產生的脈衝作為回掃電壓產生期間檢測信號(V3)從上述比較器(75)抽出。
7.權利要求1所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述脈衝產生器(80)在上述第1模式時，以一定的周期產生時鐘脈衝，在上述第2模式時，以與上述切換元件(3)的導通期間成比例變化的周期產生時鐘脈衝。
8.權利要求7所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述控制信號形成及模式切換電路由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容(82)；與上述電容(82)連接的恆流電路(83)，向上述電容(82)供給一定的充電電流；產生基準電壓的基準電壓源(87)；比較器(86)，具有與上述電容(82)連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源(87)連接的第2輸入端子，在上述電容(82)的電壓(V4)達到上述基準電壓(V87)時產生時鐘脈衝；第1放電用開關(84)，為使上述電容(82)為放電狀態而與上述電容(82)並聯，且具有與上述比較器(86)連接的控制端子；RS觸發器(92)，具有與上述比較器(86)連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)連接的復位端子；第1邏輯電路(91)，具有與上述比較器(86)連接的一個輸入端子和與上述RS觸發器(92)連接的另一個輸入端子，在上述時鐘脈衝(V5)的產生期間和上述RS觸發器(92)為復位狀態的期間都產生高電平狀態的輸出；第2邏輯電路(94，95)，具有與上述第1邏輯電路(91)連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)連接的另一個輸入端子，在上述第1邏輯電路(91)的輸出信號(V8)為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)的輸出信號(V3)為高電平狀態時，產生高電平的輸出信號(V10)；第2放電用開關(85)，為了延遲上述電容(82)的充電開始而使上述電容(82)維持放電狀態，與上述電容(82)並聯，且具有與上述第2邏輯電路連接的控制端子；第3邏輯電路(93)，具有與上述第1邏輯電路(91)連接的一個輸入端子和與上述第2邏輯電路連接的另一個輸入端子，在上述第1邏輯電路(91)的輸出信號(V8)為低電平狀態，同時上述第2邏輯電路的輸出信號(V10)為低電平狀態時，產生將上述切換元件(3)控制為導通狀態的脈衝。
9.權利要求8所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述控制信號形成及模式切換電路(36)還包括在上述比較器(86)和上述第1放電用開關(84)的控制端子之間連接的脈衝形成電路(88，89，90)，用以響應上述比較器(86)的輸出而形成具有規定時間寬度的脈衝。
10.權利要求1所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述脈衝產生器(80)在上述第1模式時，以與響應上述負載的大小而變化的上述切換元件(3)的導通期間(Ton)和上述切換元件(3)的一定的截止期間(Toff)的和相當的周期產生時鐘脈衝，在上述第2模式時，以與上述切換元件(3)的導通期間成比例變化的周期產生時鐘脈衝。
11.權利要求10所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述控制信號形成及模式切換電路(36a)由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容(82)；與上述電容(82)連接的恆流電路(83)，向上述電容(82)供給一定的充電電流；產生基準電壓的基準電壓源(87)；比較器(86)，具有與上述電容(82)連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源(87)連接的第2輸入端子，在上述電容(82)的電壓(V4)達到上述基準電壓(V87)時產生時鐘脈衝；RS觸發器(92)，具有與上述比較器(86)連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)連接的復位端子；放電用開關(84)，為使上述電容(82)為放電狀態而與上述電容(82)並聯，且具有與上述RS觸發器(92)的輸出端子連接的控制端子，響應上述RS觸發器(92)的置位狀態的輸出而成為導通狀態；邏輯電路(93)，具有與上述RS觸發器(92)連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)連接的另一個輸入端子，在上述RS觸發器(92)的輸出信號(V7)為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)的輸出信號(V3)為低電平時，產生將上述切換元件(3)控制為導通狀態的脈衝。
12.權利要求10所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)由以下部分構成開關電壓檢測部件(17，71，72，73，74)，用於獲得表示上述切換元件(3)的兩端子間的電壓大小的信號；基準電壓源(76)，產生表示比上述切換元件(3)的端子間電壓的最大值低的值的回掃電壓檢測用基準電壓(Vb)；比較器(75)，具有與上述開關電壓檢測部件連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源(76)連接的第2輸入端子，輸出具有與從上述開關電壓檢測部件獲得的開關電壓檢測信號(V1)橫穿上述回掃電壓檢測用基準電壓(Vb)期間相當的寬度的脈衝，上述控制信號形成及模式切換電路(36a)由以下部分構成使鋸齒波電壓產生的電容(82)；與上述電容(82)連接的恆流電路(83)，向上述電容(82)供給一定的充電電流；產生基準電壓(V87)的基準電壓源(87)；比較器(86)，具有與上述電容(82)連接的第1輸入端子和與上述基準電壓源(87)連接的第2輸入端子，在上述電容(82)的電壓(V4)達到上述基準電壓(V87)時產生時鐘脈衝；RS觸發器(92)，具有與上述比較器(86)連接的置位輸入端子和與上述導通期間結束時刻確定電路(34或34a)連接的復位端子；放電用開關(84)，為使上述電容(82)為放電狀態而與上述電容(82)並聯，且具有與上述RS觸發器(92)連接的控制端子，響應上述RS觸發器(92)的置位狀態的輸出而成為導通狀態；邏輯電路(93)，具有與上述RS觸發器(92)連接的一個輸入端子和與上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)的上述比較器(75)連接的另一個輸入端子，在上述RS觸發器(92)的輸出信號(V7)為低電平狀態，同時上述回掃電壓產生期間檢測電路(35)的上述比較器(75)的輸出信號(V2)為低電平時，產生將上述切換元件(3)控制為導通狀態的脈衝。
13.權利要求11或12所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述控制信號形成及模式切換電路(36a)還包括為了響應該控制信號形成及模式切換電路(36a)的上述比較器(86)的輸出而形成規定時間寬度的時鐘脈衝，在上述比較器(86)和上述RS觸發器(92)的置位輸入端子之間連接的脈衝形成電路(88，89，90)。
14.權利要求1所述的DC-DC變換器，其特徵在於，還包括為了降低上述切換元件(3)的斷開時的切換損失，與上述切換元件(3)並聯的共振用電容(5)。
15.權利要求3所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述電壓反饋信號形成電路(46)，由為檢測表示上述整流平滑電路(6)的輸出電壓大小的信號而與上述整流平滑電路(6)連接的電壓檢測部件(48，49，50，51)和將與上述電壓檢測部件(48，49，50，51)的輸出對應的電流(Ir)作為電壓反饋信號提供的電壓-電流變換部件(52，53，54)構成，上述電流檢測部件，由與上述切換元件(3)串聯的電流檢測電阻(4)和為檢測上述電流檢測電阻(4)的端子間電壓而與上述電流檢測電阻(4)連接的電流檢測端子(28)構成。
16.權利要求15所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述合成電路(47)由以下部分構成為獲得鋸齒波反饋信號(Vf)而與上述電壓-電流變換部件(52，53，54)連接的電容(56)；上述電流檢測端子(28)和上述電容(56)之間連接的電阻(55)；與上述電容(56)並聯，且為了在上述切換元件(3)的導通期間使上述電容(56)為放電狀態，與上述控制信號形成及模式切換電路(36或36a)連接的放電電路(57，58，59)。
17.權利要求15所述的DC-DC變換器，其特徵在於，上述合成電路(47a)由以下部分構成用於從該兩端子間獲得上述鋸齒波反饋信號(Vf)的電阻(104)；為了向上述電阻(104)供給與上述電壓-電流變換部件(52，53，54)的輸出電流對應的電流，在上述電壓-電流變換部件(52，53，54)和上述電阻(104)之間連接的電流供給部件(110，111)；為了向上述電阻(104)供給與上述電流檢測端子(28)的電壓對應的電流，在上述電流檢測端子(28)和上述電阻(104)之間連接的電壓-電流變換部件(102，103，105，106，107，108，109，112)。
全文摘要
DC－DC變換器具有經由變壓器2在整流平滑電路1的一對輸出端子12、13間連接的切換元件3。與切換元件3並聯有共振用電容5。為了可將與變壓器2連接的整流平滑電路6的輸出電壓Vo控制為一定，設置有用於控制切換元件3導通·截止的控制電路7。控制電路7中，設置有導通期間結束時刻確定電路、回掃電壓產生期間檢測電路和控制信號形成及模式切換電路。上述控制信號形成及模式切換電路中，設置有脈衝產生器和控制脈衝形成電路。控制脈衝形成電路具有形成切換元件3的控制脈衝的功能和切換切換元件3的控制模式的功能。控制模式由輕負載時的第1控制模式和重負載時的第2控制模式組成。
文檔編號H02M3/28GK1599971SQ02823998
公開日2005年3月23日 申請日期2002年12月2日 優先權日2001年12月3日
發明者山田智康, 島田雅章 申請人:三墾電氣株式會社