調幅信號接收電路的製作方法
2023-05-03 06:38:21 1
專利名稱：調幅信號接收電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種用於接收並解調在中頻(中波)和高頻波段(短波)中廣泛使用的AM(這裡指雙邊帶發射載波幅度調製)信號的調幅信號接收電路。本發明尤其涉及用於提高解調信號質量的技術。
背景技術：
根據實際的AM接收機出現時的技術水平，還根據那時候所要求的不需要複雜解調電路的簡單又經濟的解調方案，所選用的解調方法是包絡檢測(解調)，這也是最簡單的方法。
現在，AM廣播是使用幅度調製的最有代表性的例子。因為世界上大量的人能夠接收並利用AM廣播，所以存在很多的接收機。從歷史上看，上述的檢測(解調)方法當然是在AM廣播被投入使用時最好的。
此外，因為一個AM信號能夠通過包絡檢測被解調，它的一個特性，即解調在相當程度上獨立於無線電設備的頻率穩定性，它在飛行器的應用上顯得尤為重要，因此，雖然解調信號的質量不好，該技術在今天還在使用。
在傳統的AM信號解調技術中，遇到了下述問題1.由於在一個AM信號傳播經過的傳播路徑中出現的幅度和相位擾動，使用傳統的解調技術很難取得高質量的解調信號。這些幅度和相位擾動的原因包括，例如，由衰減等引起的相乘性幹擾、電源噪聲、螢光噪聲以及城市噪聲。
2.幅度解調技術有很長的歷史，當它剛剛被應用到實際中時的主流技術水平決定了解調方案未能採取消除這些幹擾並取得高質量的解調信號的措施。
3.一個AM廣播電波，參照0dB以400赫茲發射，在1.5dB至-3dB之間，在50至7500赫茲範圍內發射。但是，接收機的帶通特性要比發射波的特性不平滑的多，並且即使這些帶通特性在接收和解調之後被調整到很好的質量，聲音質量也不能提高。其主要原因是傳統的解調技術沒有提供用於消除影響一個AM信號的相乘性噪聲的裝置。此外，因為信號也容易受加性噪聲的影響，AM接收機被設計為具有單峰接收的帶通特性，以使收聽效果更好。相應地，雖然在一個足夠寬的帶寬裡需要平滑的頻率特性，現有的接收機不能保證像音樂這樣的無線電波源的真正好的聲音質量。
4.雖然使用了自動增益控制電路來自動地控制收到的輸入電量水平，這些電路不足以提高解調信號的質量。
發明內容
因此，本發明的一個目標是提供一種調幅信號接收電路，該電路能夠在不改變目前AM無線電波發射中的無線電通信規範的條件下，接收一個AM信號並取得高質量的解調信號。
根據本發明的一個調幅信號的接收電路(下文中，稱為「AM信號接收電路」)包括用於把接收的調幅信號的變換為一個單邊全載波信號的變換裝置，以及用於從被變換的單邊帶信號的相位項中解調出信息信號的解調裝置。
本發明從一個調幅信號的相位項中解調出信息信號。該方法的基本原理是也就是，被調製信號的相位項中信息信號分量不容易受外部相乘性或加性噪聲的影響，並因此能夠提供卓越的傳輸質量。這樣的一個例子是，FM廣播的接收特性比AM廣播的接收特性好，因為在調頻信號中，信息信號分量只出現在相位項中，並從相位項中被解調出來。
解調裝置最好包括用於從一個單邊帶信號的相位項中，即從一個單邊帶信號的真零(real zero)中，解調出信息信號的處理裝置。這種解調處理技術被稱為真零單邊帶(RZ SSB)調製和解調，並能夠在解調過程中消除由於外界噪聲引起的幅度失真。RZ SSB調製和解調的細節公開在JP H06-018333B(授權日本專利號1888866)。
用於把接收的調幅信號變換為一個單邊帶信號的變換裝置最好包括用於消除多餘相位分量的頻率變換裝置，所述的多餘相位分量是由於例如傳播路徑對相位項的影響、或接收機中本地振蕩器的頻率擾動所引起的，該頻率變換裝置把接收的調幅信號分為兩個分支，並且，在對所述的一個分支信號進行限幅、另一個分支信號進行變頻之後，把兩個分支的信號相乘。如果在中頻階段提供這樣的裝置，就不會在高頻階段受本地振蕩器的頻率穩定性的影響，從而得到了一個高質量的解調信號。結果，本發明沒有喪失傳統的包絡解調的一個重要特徵，即解調特性獨立於頻率擾動。同時，可以精確地維持被發射的信息信號的頻率特性。
因為根據本發明的一個調幅波包括一個上邊帶和一個下邊帶，用於把接收的調幅信號變換為一個單邊帶信號的變換裝置最好包括頻率多樣化裝置，該頻率多樣化裝置用於把接收到的調幅信號以及在頻域上反轉該接收信號的信號頻率分量的分布後得到的信號疊加，並用於把該結果變換為一個單邊帶信號。
該頻率多樣化裝置能夠包括用於把接收的調幅發射載波信號分為兩個分支的裝置；一個用於對一個分支的調幅發射載波信號的幅度進行限幅的限幅器(硬限幅)；第一頻率變換裝置，該裝置用於使用一個本地振蕩信號來變頻另一個分支調幅發射載波信號，還用於提取差頻分量以及和頻分量；第二頻率變換裝置，該裝置用於使用限幅器(硬限幅)的輸出來變頻被所述第一頻率變換裝置提取出來的差頻分量，還用於提取作為結果的和頻分量；第三頻率變換裝置，該裝置用於使用限幅器(硬限幅)的輸出來變頻被所述第一頻率變換裝置提取出來的和頻分量，還用於提取作為結果的差頻分量；以及用於相加第二頻率變換裝置的輸出和第三頻率變換裝置的輸出的裝置。
本發明的AM信號接收電路最好使用數位訊號處理技術(DSP)來實現，這樣接收信號的高性能處理能夠被一個並不昂貴的電路所執行。使用這樣的技術無需電路調整，並意味著能夠使用能提供大規模生產效應的DSP處理器，從而保證了一個經濟的接收機。
現在參照附圖來舉例描述本發明的具體實施例，其中圖1是本發明第一實施例的方框圖；圖2示出了在圖1所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列；圖3是一個配置的方框圖，在該配置裡，低頻區域中進行了RZ SSB解調處理，同時圖3也表示了本發明第一實施例的一個改進；圖4示出了在圖3所示的AM信號接收電路中發生的頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。
圖5是本發明第二實施例的一個方框圖；圖6示出了在圖5所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列；圖7是一個配置的方框圖，在該配置裡，低頻區域中進行了RZ SSB解調處理，同時圖7也表示了本發明第二實施例的一個改進；圖8示出了在圖7所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列；圖9是本發明第三實施例的一個方框圖；圖10示出了在圖9所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列；圖11是一個配置的方框圖，在該配置裡，低頻區域中進行了RZSSB解調處理，同時圖11也表示了本發明第三實施例的一個改進；以及圖12示出了在圖11所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。
具體實施例方式
現在描述一些用於接收一個AM無線信號的接收電路的例子，以說明體現本發明的方式。下述的實施例用於闡明本發明的實質。但是，本發明並不限於這些實施例。
第一實施例參照圖1和圖2來描述本發明的第一實施例。圖1是該第一實施例的一個方框圖。圖2示出了在該AM信號接收電路中發生頻率轉換時邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。圖1描述的該實施例包括AM發射機100，發射天線101，AM接收機的接收天線102，前端放大器103，頻率變換器104，本地振蕩器105，中頻(IF)濾波器106，限幅器(硬限幅)107，頻率變換器108，本地振蕩器109，中頻濾波器110，頻率變換器111，中頻濾波器112，RZ SSB解調處理器113，以及AM解調信號輸出端114。
現在將簡單描述圖1示出的該第一實施例中的信號流程，以及其構成電路的功能。
AM發射機100的輸出被發射天線101以調幅波發射。該調幅波被AM接收機的天線102接收，並在其被前端放大器103放大之後，使用本地振蕩器105的本地振蕩信號，通過頻率變換器104被變換為一個中頻信號，例如，一個差頻中頻信號，然後，所需的中頻信號被中頻濾波器106提取出來。
該信號被分離為兩部分，一部分輸入給限幅器(硬限幅)107並被變換為一個固定幅度的信號。信號的另一部分被輸入給頻率變換器108，並使用本地振蕩器109的輸出來把信號變換為一個和頻信號。然後，該所需的中頻信號被中頻濾波器110提取出來。中頻濾波器110的輸出信號以及限幅器(硬限幅)107的輸出被頻率變換器111變換，以形成差頻信號。中頻濾波器112提取下邊帶分量，也就是已經消除了多餘噪聲分量並附有一個載波的信號。中頻濾波器112的輸出被輸入給RZ SSB解調處理器113，並在解調處理器中被解調，解調後的信號從終端114輸出。
現在使用數學表達式來說明元件電路的操作。把信息信號寫作g(t)，從發射天線101發射的調幅波是St1(t)＝(1+g(t))cos(ωct) (1)其中ωc是發射波的角頻率。為保證該調幅波不被過調製，要求|g(t)|＜1 (2)下面，我們可以把等式1變換為
St1(t)＝cos(ωct)+{g+(t)cos(ωct)-H(g+(t))sin(ωct)}/2+{g-(t)cos(ωct)+H(g-(t))sin(ωct)}/2(3)其中H(g(t))表示g(t)的希爾伯特變換，g+(t)和g-(t)分別表示發射波的上邊帶區域和下邊帶區域中的信息信號。因此g+(t)＝g-(t)H(g+(t))＝H(g-(t))等式3中的第一項表示載波分量，第二項表示上邊帶分量，第三項表示下邊帶分量。從等式3中可以看出在一個未被過調製的AM信號中，也就是在一個滿足等式2所表示的條件的AM信號中，載波分量總是比邊帶分量高6dB。在圖1和圖2中，信號以能夠區分上邊帶分量和下分帶分量的方式來表示。雖然等式1和等式3在數學上是等同的，但因為我們將考慮單邊帶分量，我們將在需要討論提取一個具體的單邊帶分量，具體地說，也就是上邊帶分量或下邊帶分量時，使用等式3。
從發射天線101發射出的信號在傳播中受到隨機的幅度擾動和相位擾動(稱為「隨機FM噪聲」)，所述的幅度擾動和相位擾動遵守瑞利分布規則，並分別可以用ρ(t)和θ(t)以幅度項和相位項來表示。這些幅度和相位擾動作為相乘性幹擾來影響信號。因此，到達AM接收機天線102的信號是Sr1(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t)) (4)在接收信號被前端放大器103放大之後，其中前端放大器103通過一個RSSI(接收信號強度指示)信號來改變它的放大程度，通過頻率變換器104得到了該接收信號和本地振蕩器105的本地振蕩信號之間的差頻，所述的本地振蕩信號具有中心角頻率ωc-ω1和角頻率擾動δω。於是，該接收信號被變換為一個具有中心角頻率ω1的中頻信號。中頻濾波器106僅僅從該信號中提取所需的中頻信號分量。如果忽略前端放大器103引入的熱噪聲，可以很容易從等式4中找到該被提取出的信號
S11(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1±δω)t+θ(t)) (5)在本實施例中，我們考慮一個AM接收機中的傳統的頻率變換(也就是中頻或高頻的AM廣播的AM接收機中的頻率變換)。因為接收的中頻或高頻信號本質上是相對低頻的，所以經常使用一個比接收信號頻率ωc高的頻率，例如本地振蕩頻率ωL1，來把接收的中頻或高頻信號變換到一個中間頻率ωIF1。這就阻止了假的(多餘的)信號混合到該中頻區域。如果在進行上述操作時，觀察接收的信號的邊帶，可以看到上邊帶和下邊帶被反轉。如果這樣得到的中頻頻率ωIF1被變換為一個更低的中頻頻率ωIF2，並且如果該第二次頻率變換同樣使用一個比中頻頻率ωIF1高的頻率來實現，那麼邊帶再次被反轉，並從而恢復為它們原始的排列。雖然假設在實際中實施該雙重變換，但在本實施例中，為了簡單，我們只描述前面概述的那種頻率變換的一個單步頻率變換。但是，本發明不限於這樣的例子。在本發明隨後的實施例中描述了頻率變換的同樣的簡化形式。
等式5所表示的信號被分離為兩部分。一部分被輸入給限幅器(硬限幅)107，並被變換為一個固定幅度的信號S1lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t)) (6)其中，隨機幅度擾動分量ρ(t)被消除掉。通過使用角頻率為ω2的本地振蕩器109，並通過頻率變換器108形成和頻，信號的另一個分離部分被變換為一個具有中心角頻率ωI+ω2的中頻信號。然後，中頻濾波器110隻提取所需要的中頻信號分量，即S12(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(((ω1±δω)+ω2)t+θ(t)) (7)當等式6所表示的限幅器(硬限幅)107的輸出以及等式7所表示的中頻濾波器110的輸出被輸入到頻率變換器111時，它們的差頻分量被提取，所得到的信號是S13(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t) (8)換句話說，角頻率擾動δω和用相位項表示出的隨機幹擾分量θ(t)能完全地被消除掉。同時，載波分量的角頻率被變換為ω2。因此，在隨後的解調處理中的頻率穩定性僅依賴於本地振蕩器109。結果，如果角頻率ω2低，頻率穩定性就不是一個實際的問題。陡峭的中頻濾波器112的使用是為了提取下邊帶信號，該下邊帶信號是消除了多餘的噪聲分量、並增加了載波分量的信號。省略該數學表達式中的剩餘噪聲分量並實施用以得到等式3的變換，該信號可以被表示為S14(t)＝ρ(t){(1+g-(t)/2)cos(ω2t)+(H(g-(t))/2)sin(ω2t)}(9)它表明，與發射波的下邊帶相對應的一個分量被提取。因為該下邊帶分量還有等式9所表示的載波信號有一個載波分量，如前所述，該載波分量比信息信號的最大值高6dB，所以它能被用作一個RZ SSB信號。使用一個RZ SSB解調處理器能使隨機幅度分量ρ(t)被消除，並從而提供一個高質量的解調信息信號。
中頻濾波器106之後的信號處理能用一個DSP電路來執行。如上所述，當下邊帶信號以及被增加的載波分量被提取時，頻率穩定性只由本地振蕩器109決定，並且，最好使用一個像中頻濾波器112那樣具有陡峭的截斷特性的濾波器。通過一個DSP電路來實現一個濾波器的其它優點包括無需考慮溫度特性等等。
如果圖1所示的電路通過一個DSP裝置被實現，為減少DSP電量消耗，需要降低RZ SSB解調處理器的採樣頻率。通過在頻率變換器111的輸出中插入一個頻率變換器，來把處理頻率移到一個低頻區域。下面將描述一個這樣處理的例子。
圖3的方框圖給出了圖1所示的接收電路的信號處理頻率被進一步降低的一個例子。圖4示出了圖3所示的AM信號接收電路中發生的頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的例示性的排列。圖3所示的第一實施例的修改後的形式包括代替了圖1所示的中頻濾波器112的中頻濾波器120，頻率變換器121，本地振蕩器122和中頻濾波器123。
下面簡要描述圖3所示的電路的操作。中頻濾波器120用於從頻率變換器111的輸出中提取一個角頻率為ω2的AM信號。使用具有角頻率ω2-ω3的本地振蕩器122的輸出，所提取的信號被頻率變換器121變換為一個低頻信號，於是中頻濾波器123提取增添了具有角頻率ω3的載波分量的下邊帶信號。如果以這種方式降低執行處理所在的頻率區域，不必要的處理就執行地更少，從而大大減少了電量消耗。
第二實施例現在參照圖5和圖6來描述本發明的第二實施例。圖5是該第二實施例的一個方框圖，圖6示出了在圖5所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。圖5所示的該第二實施例包括AM發射機200，發射天線201，AM接收機的接收天線202，前端放大器203，頻率變換器204，本地振蕩器205，中頻濾波器206，限幅器(硬限幅)207，頻率變換器208，本地振蕩器209，中頻濾波器210，頻率變換器211，中頻濾波器212，RZ SSB解調處理器213，以及AM解調信號輸出端214。
現在簡單描述圖5示出的該第二實施例中的信號流程，以及其構成電路的功能。
AM發射機200的輸出被發射天線201作為一個調幅波被發射。該調幅波被AM接收機的天線202接收，並在它被前端放大器203放大之後，通過頻率變換器204以及本地振蕩器205被變換為一個差頻信號，於是所需的中頻信號被中頻濾波器206提取出來。該信號被分離為兩部分，一部分被輸入給限幅器(硬限幅)207並被變換為一個固定幅度的信號，信號的另一個分離部分被輸入給頻率變換器208，該頻率變換器形成了該輸入信號和本地振蕩器209輸出之間的差頻。然後，該差頻信號被中頻濾波器210提取。頻率變換器211使用中頻濾波器210的輸出和限幅器(硬限幅)207的輸出，形成了和頻分量。中頻濾波器212提取下邊帶分量，該下邊帶分量是一個消除了多餘的噪聲分量並附有一個載波的信號。中頻濾波器212的輸出被輸入給RZ SSB解調處理器213並在該處理器中被解調，被解調的信號從終端214輸出。
下面使用數學表達式來描述元件電路的操作。把信息信號寫作g(t)，被發射天線201發射的AM廣播電波為St2(t)＝(1+g(t))cos(ωct) (10)其中，等式中的ωc是發射波的角頻率。為保證該AM波未被過調製，要求
|g(t)|＜1 (11)發射天線201發射的信號在傳播的過程中受到可以被ρ(t)和θ(t)以幅度項和相位項來分別表示的相乘性的幹擾。因此到達AM接收機天線202的信號為Sr2(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t)) (12)在接收信號被前端放大器203放大之後，通過頻率變換器204取得該接收信號和本地振蕩器205的本地振蕩信號之間的差頻，所述的本地振蕩信號具有中心角頻率ωc-ω1以及一個角頻率擾動δω。結果，該接收信號被變換為一個具有中心角頻率ω1的中頻信號。中頻濾波器206僅僅從該信號中提取出所需的中頻信號分量。通過等式12可以看出，被提取的信號為S21(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1±δω)t+θ(t)) (13)注意到忽略了前端放大器203所加入的熱噪聲。
等式13所描述的信號被分離為兩部分。其中一部分被輸入給限幅器(硬限幅)207並被變換為一個固定幅度的信號，即S2lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t))(14)通過使用角頻率為ω2的本地振蕩器209，並通過頻率變換器208取得差頻，信號的另一個分離部分被變換為一個中心角頻率為ω2-ω1的中頻信號(第二中頻)。然後，中頻濾波器210僅提取所需的中頻信號分量，即S22(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2-(ω1±δω))t-θ(t)) (15)假設ω2＞ω1。當等式14所表示的限幅器(硬限幅)207的輸出以及等式15所表示的中頻濾波器210的輸出被輸入到頻率變換器211，並且提取它們的和頻分量時，得到的信號是S23(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t) (16)換句話說，角頻率擾動δω和以相位項形式表現出來的幹擾分量θ(t)是完全可以被消除的。同時，載波分量的角頻率被變換為ω2。因此，在隨後的解調處理中，頻率穩定性不是一個實際問題。使用陡峭的中頻濾波器212是為了提取下邊帶信號，即消除了多餘的噪聲分量的並附有一個載波分量的信號。省略數學表達式中剩餘的噪聲分量並實施用於得到等式3的變換，該信號可以表示為S24(t)＝ρ(t){(1+g+(t)/2)cos(ω2t)+(H(g+(t))/2)sin(ω2t)} (17)該等式表示一個與發射波上邊帶對應的分量被提取。如果我們參照等式3所給出的一個AM接收信號的表達式，可以看出等式17中的邊帶分量與等式9中的邊帶分量之間的關係和上邊帶與下邊帶之間的關係相對應。
如第一實施例所描述的，很明顯像等式17所示的那樣提取的一個下邊帶信號能夠被用作一個RZ SSB信號。對應地，一個RZ SSB解調處理器的使用能消除幹擾分量ρ(t)，並從而提供一個高質量的解調過的信息信號。
如果用一個DSP裝置來實現圖5所示的電路，以減少DSP電量消耗，需要降低RZ SSB解調處理器的採樣頻率。可以通過在頻率變換器212的輸出中插入一個頻率變換器，把處理頻率移到一個低頻區域。下面描述一個這樣處理的例子。
圖7的方框圖示出了圖5所示的接收電路的一個改進。圖8示出了在圖7所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。圖7所示的該第二實施例的改進的形式包括一個替代了圖5所示的中頻濾波器212的中頻濾波器220，頻率變換器221，本地振蕩器222，以及中頻濾波器223。
下面簡單描述圖7所示的電路的操作。中頻濾波器220用於從頻率變換器211的輸出中提取一個角頻率為ω2的AM信號。通過使用角頻率為ω2-ω3的本地振蕩器222的輸出，該提取的信號被頻率變換器221變換到一個低頻區域，於是中頻濾波器223提取增加了一個載波分量的下邊帶信號。如果以這種方式降低執行處理所在的頻域，將執行更少的不必要的處理，從而大大減少了電量消耗。
第三實施例下面參照圖9和圖10來描述本發明的第三實施例。圖9是該第三實施例的方框圖，圖10示出了在圖9所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。圖9所示的該第三實施例包括AM發射機300，發射天線301，AM接收機的接收天線302，前端放大器303，頻率變換器304，本地振蕩器305，中頻濾波器306，限幅器(硬限幅)307，頻率變換器308，本地振蕩器309，中頻濾波器310，中頻濾波器311，頻率變換器312，頻率變換器313，加法器314，中頻濾波器315，RZ SSB解調處理器316，以及AM解調信號輸出端317。
現在簡單描述圖9示出的該第三實施例中的信號流程，以及其構成電路的功能。
AM發射機300的輸出被發射天線301作為一個調幅波被發射。該調幅波被AM接收機的天線302接收，並在它被前端放大器303放大之後，通過頻率變換器304以及本地振蕩器305被變換為一個差頻信號，於是所需的中頻信號被中頻濾波器306提取出來。然後該信號被分離為兩部分，一部分被輸入給限幅器(硬限幅)307並被變換為一個固定幅度的信號，信號的另一個分離部分被輸入給頻率變換器308，該頻率變換器形成了相對於本地振蕩器309的輸出的和頻和差頻。該和頻信號被中頻濾波器310提取，該差頻信號被中頻濾波器311提取。頻率變換器312使用限幅器(硬限幅)307的輸出來形成與中頻濾波器310輸出信號的差頻分量。頻率變換器313使用限幅器(硬限幅)307的輸出來形成與中頻濾波器311輸出信號的和頻分量。頻率變換器312和頻率變換器313的輸出被加法器314相加，於是中頻濾波器315提取下邊帶分量，該下邊帶分量是一個消除了多餘的噪聲分量並附有一個載波分量的信號。中頻濾波器315的輸出被輸入給RZ SSB解調處理器316並在該處理器中被解調，被解調的信號從終端317輸出。
下面使用數學表達式來描述元件電路的操作。把信息信號寫作g(t)，被發射天線301發射的AM廣播電波為St3(t)＝(1+g(t))cos(ωct) (18)其中，等式中的ωc是發射波的角頻率。為保證該AM波未被過調製，要求|g(t)|＜1(19)發射天線301發射的信號在傳播的過程中受到可以被ρ(t)和θ(t)以幅度項和相位項來分別表示的相乘性的幹擾。因此到達AM接收機天線302的信號為Sr3(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ωct+θ(t)) (20)在接收信號被前端放大器303放大之後，通過頻率變換器304取得該接收信號和本地振蕩器305的本地振蕩信號之間的差頻，該本地振蕩信號具有中心角頻率ωc-ω1以及一個角頻率擾動δω。結果，該接收信號被變換為一個具有中心角頻率ω1的中頻信號。中頻濾波器306僅僅從該信號中提取出所需的中頻信號分量。通過等式20可以看出，被提取的信號為S31(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω1+δω)t+θ(t)) (21)注意到忽略了前端放大器303所加入的熱噪聲。
等式21所描述的信號被分離為兩部分。其中一部分被輸入給限幅器(硬限幅)307並被變換為一個固定幅度的信號，即S3lim＝cos((ω1±δω)t+θ(t))(22)使用具有角頻率ω2的本地振蕩器309，頻率變換器308的和頻生成功能被用於把信號的另一個分離部分變換為一個中心角頻率為ω2+ω1的中頻信號。然後，中頻濾波器310僅提取所需的中頻信號分量，即S32(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2+(ω1±δω))t+θ(t)) (23)在本實施例中，同樣假設ω2＞ω1。也使用了角頻率為ω2的本地振蕩器309，以及頻率變換器308的差頻生成功能，以把信號的另一個分離部分變換為一個中心角頻率為ω2-ω1的中頻信號。然後，中頻濾波器311僅提取所需的中頻信號分量，即S33(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos((ω2-(ω1±δω))t-θ(t))(24)當等式22所表示的限幅器(硬限幅)307的輸出以及等式23所表示的中頻率波器310的輸出被輸入到頻率變換器312，並且提取它們的差頻分量時，得到的信號是S34(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)＝ρ(t)cos(ω2t)+ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)-H(g+(t))sin(ω2t)}/2+ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)+H(g-(t))sin(ω2t)}/2] (25)換句話說，角頻率擾動δω和以相位項形式表現出來的幹擾分量θ(t)是完全可以被消除的。同時，載波分量的角頻率被變換為ω2。符號ρ+(t)和ρ-(t)分別表示上邊帶和下邊帶區域的隨機幅度擾動。
同樣地，當等式22所表示的限幅器(硬限幅)307的輸出，以及等式24所表示的中頻濾波器311的輸出被輸入給頻率變換器313，並提取它們的和頻分量時，得到的信號是S35(t)＝ρ(t)(1+g(t))cos(ω2t)＝ρ(t)cos(ω2t)+ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)+H(g+(t))sin(ω2t)}/2+ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)-H(g-(t))sin(ω2t)}/2] (26)換句話說，角頻率擾動δω和以相位形式表現出來的幹擾分量θ(t)是完全可以被消除的。同時，載波分量的角頻率被變換為ω2。
頻率變換器312的輸出和頻率變換器313的輸出被加法器314相加，於是中頻濾波器315提取附有一個角頻率為ω2的載波分量的下邊帶分量。
在隨後的解調處理中，頻率穩定性只依賴於本地振蕩器309。結果，如果角頻率ω2低，頻率穩定性就不是一個實際問題。使用陡峭的中頻濾波器315是為了提取下邊帶信號，該下邊帶信號是消除了多餘的噪聲分量的並附有一個載波分量的信號。
省略等式25和26的數學表達式和圖中剩餘的噪聲分量，被中頻濾波器315提取的信號為S36(t)＝2ρ(t)cos(ω2t)+ρ+(t){g+(t)cos(ω2t)+H(g+(t))sin(ω2t)}/2
+ρ-(t){g-(t)cos(ω2t)+H(g-(t))sin(ω2t)}/2] (27)因為等式27的第二和第三項原先分別是發射波中的上邊帶和下邊帶，可以期望一個多樣性的效果，因為在傳播中兩個邊帶將經歷不同程度的惡化。如第一實施例中所述的，很明顯等式27所給出的下邊帶信號能夠被用作一個RZ SSB信號。相應地，使用一個RZ SSB解調處理器能夠使幹擾分量ρ(t)被消除，再與所述的多樣性效果相結合，就能得到一個高質量的解調過的信息信號。
如果使用一個DSP裝置來實施圖9所示的電路，以減少DSP電量消耗，需要降低RZ SSB解調處理器的採樣頻率。可以通過在加法器314的輸出中插入一個頻率變換器，把處理頻率移到一個低頻區域。下面描述一個這樣處理的例子。
圖11的方框圖示出了圖9所示的接收電路的信號處理頻率被進一步降低的一個例子。圖12示出了在圖11所示的AM信號接收電路中發生頻率變換時，邊帶和載波分量的頻域中的一個例示性的排列。圖11所示的該第三實施例的改進的形式包括一個替代了圖9所示的中頻濾波器315的中頻濾波器320，頻率變換器321，本地振蕩器322，以及中頻濾波器323。
下面簡單描述圖11所示的電路的操作。中頻濾波器320用於從加法器314的輸出中提取一個角頻率為ω2的AM信號。通過使用角頻率為ω2-ω3的本地振蕩器322的輸出，該提取的信號被頻率變換器321變換到一個低頻區域，於是中頻濾波器323提取一個增加了載波分量的下邊帶信號。如果以這種方式降低執行處理所在的頻域，將執行更少的不必要的處理，從而大大減少了電量消耗。
如上所述，本發明具有下列優點1.一個解調信號，其頻率特性忠於所得到的發射波的頻率特性，並且該解調信號的質量優於通過傳統的接收電路得到的解調信號。
2.接收特性具有抵抗外界的由於衰減等原因造成的相乘性噪聲的能力，並因此提高了解調信號的質量。
3.保持了傳統的AM接收機的優點，本發明是為了提供一種能使取得的解調過的信號獨立於接收機中的頻率擾動的接收電路。結果，可以製造不昂貴的接收機。
4.配置接收電路以得到改進的解調質量，從而通過使用AM調製得到的上邊帶和下邊帶來取得頻率的多樣性效果。
權利要求
1.一種用於接收並解調一個調幅信號的調幅信號接收電路，所述的接收電路包括用於把接收的調幅信號變換為一個單邊帶全載波信號的變換裝置；以及用於從變換過的單邊帶信號的相位項中解調出信息信號的解調裝置。
2.根據權利要求1所述的調幅信號接收電路，其中所述的變換裝置包括頻率變換裝置，該頻率變換裝置通過把接收的調幅信號分為兩個分支，並且，在對一個所述的分支信號進行限幅、對另一個分支信號進行變頻之後，把兩個分支的信號相乘，來消除多餘相位分量，所述的多餘相位分量是由於例如傳播路徑對相位的影響、或接收機中本地振蕩器的頻率擾動所引起的。
3.根據權利要求1所述的調幅信號接收電路，其中所述的變換裝置包括頻率多樣化裝置，該頻率多樣化裝置用於把接收到的調幅信號與在頻域上反轉該接收信號的信號頻率分量的分布而得到的信號相疊加，並用於把該結果變換為一個單邊帶信號。
4.根據權利要求3所述的調幅信號接收電路，其中所述的頻率多樣化裝置包括用於把接收的調幅信號分為兩個分支的裝置；用於對一個分支調幅信號進行限幅的限幅器；第一頻率變換裝置，該裝置用於使用一個本地振蕩信號來變頻另一個分支調幅信號，並用於提取差頻分量以及和頻分量；第二頻率變換裝置，該裝置用於使用所述限幅器的輸出來變頻被所述第一頻率變換裝置提取出來的差頻分量，並用於提取作為結果的和頻分量；第三頻率變換裝置，該裝置用於使用所述限幅器的輸出來變頻被所述第一頻率變換裝置提取出來的和頻分量，並用於提取作為結果的差頻分量；以及用於相加所述第二頻率變換裝置的輸出和所述第三頻率變換裝置的輸出的裝置。
全文摘要
本發明提供一種調幅信號接收電路，其中為提高解調信號的質量，在不改變AM無線電波傳輸形式的條件下，接收的調幅信號被變換為一個單邊帶信號，並且信息信號從該變換過的單邊帶信號的相位項中解調出來。
文檔編號H03D1/00GK1414713SQ0214714
公開日2003年4月30日 申請日期2002年10月24日 優先權日2001年10月24日
發明者伊藤泰宏, 西田泰章, 安藤孝, 大黑一弘, 細谷進一 申請人:日本放送協會, Nhk工程服務株式會社, R－康姆株式會社, 日本克雅斯泰姆株式會社