使用頻道關聯矩陣快速傅利葉轉換的低複雜性數據檢測的製作方法
2023-07-24 11:28:21
專利名稱：使用頻道關聯矩陣快速傅利葉轉換的低複雜性數據檢測的製作方法
技術領域：
本發明有關無線通訊系統，特別是，本發明有關無線通訊系統中的數據檢測。
(2)
背景技術：
圖1描繪無線通訊系統10。通訊系統10具有與使用者設備(Ues)141至143通訊的基地站121至125。各基地站121具有以其操作區與使用者設備(UEs)141至143通訊的相關操作區。
如碼分割多路存取(CDMA)及使用碼分割多路存取的時分雙路(TDD/CDMA)，多路通訊是於相同頻譜被傳送。這些通訊是被其頻道化碼差分。為了更有效使用頻譜，碼分割多路存取/時分雙路(TDD/CDMA)通訊系統使用被區分用於通訊的時間槽的重複幀。以該系統被傳送地通訊將具有一個或多路相關碼及被指定至其的時間槽。一時間槽中的一碼的使用是被稱為資源單元。
因為多路信息可於相同頻譜及相同時間被傳送，所以該系統中的接收器必須區分多路信息。檢測該信號的一種方法是為多路使用者檢測。多路使用者檢測中，與所有UEs141至143使用者產生關連的信號是同時被檢測。執行多路使用者檢測的方法是包括使用Cholesky或近似Cholesky分解的塊線性等化基礎連結檢測(BLE-JD)。
另一種方法是為單使用者檢測。單使用者檢測中，數據是僅針對單使用者(一個UE141)被恢復。基於應用，單使用者檢測數據可使用一或多碼被傳送。執行單使用者檢測的方法包括使用Cholesky或近似Cholesky分解的塊線性等化。這些方法具有高複雜性。高複雜性導致UE141處遞增的功率消耗，因而產生電池壽命的減少。於是，預期擁有可檢測被接收數據的替代方法。
(3)
發明內容
複合信號是使用碼分割多路存取被接收於時分雙路通訊系統中的時間槽中的公用頻譜。各數據信號是經歷相似的頻道響應。相似的頻道響應是被估計。表示部份基於被估計頻道響應的數據信號的頻道的矩陣被建構。展開數據向量是部分基於頻道矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換(FFT)分解而被決定。展開數據向量是被收斂自被接收的複合信號來恢復數據。
(4)
圖1為一無線通訊系統。
圖2為一簡化發送機及一單使用者檢測接收機。
圖3為通訊叢發的示意圖。
圖4為低複雜性數據檢測的流程圖。
圖5-圖15為低複雜性數據檢測效能的曲線圖。
(5)
具體實施例方式
圖2描繪使用碼分割多路存取/時分雙路通訊系統中的低複雜性數據檢測的一簡化發送機26及接收機28。典型系統中，發送機26是位於各UE141至143中，而傳送多路通訊的多路傳送電路26是位於各基地站121至125中。低複雜性數據檢測接收機28可位於基地站121、UEs141至143或兩者處。接收機28可被使用於UE141，針對媒體的多路使用者或單使用者對如每秒2兆位(Mbs)的高數據速率服務的檢測。當僅一單UE141傳送於時間槽中時，接收機28亦可被使用於基地站121。
發送機26可於無線射頻頻道30傳送數據。發送機26中的數據產生器32可產生被傳送至接收機28的數據。展開及調變裝置34可展開數據，且可使展開參考數據與適當指派時間槽及碼中的中緩連列序列做時間多任務，以產生通訊叢發或叢發。
如圖3顯示，典型的通訊叢發16具有一中緩20，一保護期間18及兩數據域22，24。中緩20分隔兩數據域22，24，而保護期間18可分隔通訊叢發促使被傳送自不同發送機26的叢發的抵達時間產生差異。兩數據域22，24包含通訊叢發數據。
通訊叢發是被調變器36調變至射頻(RF)。天線38可經由無線射頻頻道30發射射頻信號至接收機28的天線40。被用於被傳送通訊的調變的類型可為熟練技術人士所知者任何之一，如正交相移鍵控(QPSK)或正交調幅調變(QAM)。
接收機28的天線40可接收各種射頻信號。被接收的信號是被解調42解調以產生基帶信號。基帶信號是藉由如頻道估計裝置44及低複雜性數據檢測裝置46被處理於時間槽且具有被指派至被接收叢發的合適碼。頻道估計裝置44是使用基帶信號中的中緩連列序列組成來提供頻道信息。頻道信息是被數據檢測裝置46用來估計被接收的通訊叢發的被傳送數據當做硬符號(hardsymbols)。
數據檢測裝置46是使用頻道估計裝置44所提供的頻道信息及發送機26所使用的已知展開碼來估計預計被接收的通訊叢發接收的通訊叢發的數據。低複雜性數據檢測與圖4的流程圖一起被解釋。雖然低複雜性數據檢測是使用第三代夥伴計劃(3GPP)通用陸上通訊無線存取(UTRA)碼分割多路存取系統當做標的通訊系統來解釋，其仍適用於其它系統。該系統是為直接序列寬頻時分雙路(W-CDMA)系統，其中上行鏈路及下行鏈路傳送是被限制為互斥時間槽。
接收機28是使用其天線40接收同時抵達的全部K叢發48。K叢發是以一可觀察區間被疊置於彼此上面。某些或所有K叢發是源自或至相同使用者以獲取更高的數據速率服務。
K叢發的Kth叢發是使用長度Q晶片的C(k)碼來展開Ns符號中的每一個以得出長度Q·Ns晶片序列。Kth叢發可以長度W晶片的已知或估計頻道響應h(k)來通過頻道以形成長度的晶片序列，Nc＝(SF·Ns+W-1)。SF為展開因子。因為上行鏈路信號可導自多路UEs141至143，所以上行鏈路中的各h(k)可被區分。因為無法分散傳送的下行鏈路，所以所有叢發均通過相同的頻道且具有相同的h(k)。接收機28處，來自所有使用者的叢發均被當做單接收向量r疊置而抵達。某些或所有K叢發可為多碼傳送。因為多碼導源自相同的發送機26，所以其具有相同的h(k)。
多路使用者信號模型是包含Nc個已知的接收晶片及K·Ns個未知的信息承載符號。Kth叢發的符號響應s(k)是為C(k)與h(k)的卷積。於是，s(k)是為(SF+W-1)晶片的長度。W為脈衝響應，其表示聯合符號留下來的晶片痕跡。來自欄向量d(k)·r(k)的Kth叢發的Ns未知符號，是為Kth叢發對整體被接收晶片向量的貢獻，r·d(k)為Kth叢發的數據向量。d(k)及r(k)被方程式1相連。
r(k)＝A(k)d(k)，其中k＝1…K 方程式1
A(k)為Kth叢發的頻道響應矩陣，其為jth欄是d(k)元素的符號響應的Nc×Ns矩陣。假設一時間恆定符號響應，A(k)各欄具有相同的支持，s(k)及接續欄是為填零及第一欄的變換版。整體晶片速率的被接收向量是依據方程式2。
方程式2
n為具有變異數σ2的獨立對等分配(i.i.d.)成份的零平均噪聲向量。當被寫做單矩陣方程式時，方程式2變成方程式3。
r＝Ad+n 方程式3
A為整體頻道響應矩陣，其為大小Nc×K·Ns的矩陣。d為數據向量，其為長度K·Ns的欄向量。方程式2及方程式3可製作被接收向量r中的符際幹擾(ISI)及多路存取幹擾(MAI)。
方程式1，2及3的信號模型是針對晶片速率採樣被定製，如第三代夥伴計劃(3GPP)通用陸上通訊無線存取系統中的每秒3.84百萬晶片(Mcps)。針對逐增的統計精度，接收機28可使用過度採樣，如多路晶片速率採樣。典型的多路晶片速率採樣是為晶片速率的兩倍，被接收的信號叢發可為產生多路取樣序列的過度採樣。各序列是以不同時間偏置的晶片速率彼此被採樣。針對mth採樣序列，Kth叢發是以已知或估計頻道響應hm(k)穿越頻道。rm(k)是為Kth叢發對mth整體採樣晶片向量rm的卷積。數據符號向量d(k)及mth採樣晶片向rm(k)是被方程式4相連。
rm(k)＝Am(k)d(k)，其中k＝1…K，m＝1…M方程式4
Am(k)為mth序列的符號響應矩陣。其為jth欄是d(k)的jth元素的採樣符號響應的Ns×Nc矩陣。
方程式5為mth採樣序列的整體晶片速率的被接收向量。
方程式5
針對M多路的晶片速率採樣，單矩陣表示式可變成方程式6。
r′＝A′d+n 方程式6
其中r′為被接收信號向量且被定義為方程式7。
方程式7
A』被定義為方程式8。
方程式8
方程式9為方程式6的重寫做為K叢發的加總型式。
方程式9
方程式9可被重寫為方程式10
方程式10
C(k)為Kth叢發的碼序列。H』(k)為Kth序列的頻道響應，其針對M多路晶片速率採樣被定義為方程式11。
方程式11
當時間槽中的信號叢發源自上行鏈路中的相同使用者或來到下行鏈路中的相同使用者時，該叢發可通過相同的傳送路徑及相同的衰落頻道。結果，H』(k)對所有叢發均相同(對所有k及j而言，H』(k)＝H』(j)＝H』c)，且於方程式10中被取代H』c為方程式12。
方程式12
方程式13為方程式12重寫為單矩陣表示式。
r′＝Hc′Cd+n方程式13
C為碼矩陣。針對M晶片速率採樣，H』c可寫成方程式14。
方程式14
針對mth晶片速率採樣，Hcm為mth採樣序列的頻道響應。各Hcm，m＝1….M，是被頻道估計裝置44，50決定。各Hcm的矩陣結構是被表示為方程式15，52。
方程式15
數據偵測的整體信號模型是被表示為方程式16及17。
r′＝Hc′s+n方程式16
s＝Cd 方程式17
s為展開數據晶片向量。C為碼向量。決定的一法是使用強迫方程式16歸零的解做為方程式18。
方程式18
Hc′H為Hc′的行列式。另一方法是使用最小均方誤差(MMSE)解做為方程式19。
方程式19
σ2為噪聲變異。I為單位矩陣。針對s解方程式17或18後，方程式17的解可藉由收斂而被表示為方程式20，56。
d＝CHs方程式20
以下針對s解方程式18及19的方法是使用頻道關聯矩陣R或頻道響應矩陣Hc′，54的轉換近似的快速傅利葉轉換(FFT)分解。使用任一矩陣需近似；然而，使用頻道響應矩陣Hc′亦需矩陣的最後W-1列的截取來平方。於是，為了消除因截取所產生的降階，頻道關聯矩陣R是較佳被使用。
頻道關聯矩陣R的快速傅利葉轉換分解是被呈現如下。針對強迫歸零方法，R是被定義為方程式21。
方程式21
針對最小均方誤差方法，R被定義為方程式22。
方程式22
頻道關聯矩陣R的結構是被表示為方程式23。
方程式23
方程式18及19是以R型式分別被寫為方程式24及25。
方程式24
方程式25
矩陣向量乘數Rs可被視為頻道關聯矩陣R的欄向量的線性組合，其被數據晶片向量S的對應元素加權為方程式26。
Rs＝s1g1+s2g2+……+swgw+sw+1gw+1+……+sN*SFgN*SF方程式26
gi為頻道關聯矩陣R的第i欄。si為展開數據晶片向量s的第i元素。
藉由修改矩陣R的結構，頻道關聯矩陣Rcir的最適循環矩陣近似可用方程式27來決定。
方程式27
第一欄q具有無任何截取的全非零元素。循環矩陣Rcir是被其第一欄q定義。循環矩陣Rcir的第一欄q是使用如方程式28所定義的置換運算子或指針向量，藉由置換頻道關聯矩陣R的第W欄gw而得出。
P＝[W:N·Q，1:W-1] 方程式28
可替代的是，循環矩陣亦被頻道關聯矩陣R的第W欄gw定義。通常，任何大於第W欄的欄均可以適當指針向量被使用(置換向量)。
此替代近似循環頻道關聯矩陣R』cir可相連Rcir為方程式29。
R』cir＝Rcir(:，p) 方程式29
此方法的優點是gw可不需置換而直接被使用。然而，此被解的展開數據晶片向量s需被指針向量p-反向置換為方程式30。
藉由置換先前方式中的第一列，則不需反向置換s。
方程式30
方程式31為矩陣Rcir的快速傅利葉轉換分解。
Rcir＝Dp-1ΛRDP 方程式31
DP為P點快速傅利葉轉換矩陣，而ΛR為對角矩陣，其對角為矩陣Rcir的第一欄的快速傅利葉轉換。ΛR被定義為ΛR＝diag(DPq)
使用頻道響應矩陣HC′的快速傅利葉轉換分解是被呈現如下。匹配過濾HC′Hr′是被方程式32。
方程式32
對應各採樣序列Hcm，m＝1，2，….M的頻道響應矩陣是為循環矩陣。各矩陣可被分解為三個快速傅利葉轉換矩陣乘數如方程式33。
方程式33
結果，頻道響應矩陣的分解可變成方程式34。
方程式34
為了恢復數據晶片向量s，方程式35是被使用。
方程式35
頻率域中，方程式35變成方程式36。
方程式36
表示元素乘數相乘的操作數。利用方程式36，F(s)是被決定。藉由採用F(s)的相反型，展開數據向量s是被決定。若被用於下行鏈路中的多路使用者檢測，或單路使用者僅使用上行鏈路中的一時間槽，則s可藉由使用所有碼來收斂以恢復被傳送數據d當做軟符號。若被用於下行鏈路中的單路使用者檢測，則s可藉由使用使用者碼被收斂以恢復使用者數據當做軟符號。
兩種執行快速傅利葉轉換分解的方法是為主因子算法(PFA)及底數-2算法。雖然當快速傅利葉轉換點的二的非冪數被使用時，主因子算法被視為較底數-2算法更有效率，所以為簡化起見，以下複雜性分析是基於底數-2快速傅利葉轉換實施。以底數-2算法為基礎的複雜性可被視為最差的案例。當主因子算法被使用時，可獲得複雜性的額外改善。零統調底數-2快速傅利葉轉換實施可留下零統調，Hcm的第一欄，m＝1…M，向量rm，m＝1…M及q。零統調可使其長度等於最近的底數-2整數，其大於或等於數據域的長度。例如，被第三代夥伴計劃直接序列寬頻時分雙路碼分割多路存取標準規範的叢發中的叢發類型1的數據域的長度為976個晶片。976的最近的底數-2整數是為1024(P＝1024)。P為底數-2整數。
底數-2快速傅利葉轉換計算的四種類型是為必要DPrm，DPhm，DPg1及
兩個計算是針對所有取樣的序列被計算M次DPrm，m＝1….M及DPhm，m＝1….M。另外兩者僅針對被取樣的序列被計算1次DPhm，m＝1….M且DPg1每時間槽被計算一次。DPrm，m＝1….M，
每時間槽被計算二次。結果，需要總共3(M+1)的底數-2快速傅利葉轉換計算，各需Plog2P複雜運算。藉由假設各複雜運算需四個實際運算，以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的底數-2快速傅利葉轉換計算的複雜性是變成方程式37。
C1＝3(M+1)Plog2P·4·100·10-6 MROPS方程式37
針對向量乘數的複雜性，具有M元素對元素向量乘數及一元素對元素向量除數，其每時間槽被執行二次。結果，以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的向量運算的複雜性是變成方程式38。
C2＝2(M+1)P·4·100·10-6 MROPS 方程式38
針對計算向量q的複雜性，其需要MW2個複雜運算，其每時間槽被執行一次。以每秒百萬實際運算(MROPS)型式的複雜性是變成方程式39。
C3＝MW2·4·100·10-6 MROPS 方程式39
除了每秒百萬實際運算中的收斂外的總複雜性是呈現於方程式40。
Cfft＝C1+C2+C3MROPS 方程式40
收斂每時間槽被執行兩次。以每秒百萬實際運算型式的收斂的複雜性是呈現於方程式41。
Cdesp＝2·K·N·Q·4·100·10-6MROPS 方程式41
結果，包含收斂的數據檢測的總複雜性是呈現於方程式42或43。
Ctota1＝Cfft+Cdesp MROPS 方程式42
Ctota1＝[3(M+1)Plog2P+2(M+1)P+MW2+2KNQ]·4·100·10-6 MROPS
方程式43
下表顯示1024點底數-2(P＝1024)計算的每秒百萬實際運算中的複雜性。複雜性是以晶片速率被顯示於表1且以兩倍晶片速率取樣被顯示於表2。塊線性等化基礎連結檢測及低複雜性數據檢測之間的複雜性比較是使用近似Cholesky分解。表5是顯示使用近似Cholesky分解當做塊線性等化基礎連結檢測的複雜性比率的低複雜性數據檢測的複雜性的複雜性比較。如示，低複雜性數據檢測具有遠較以塊線性等化基礎連結檢測為基礎的近似Cholesky為低的複雜性。對大多數案例而言，視以塊線性等化基礎連結檢測為基礎的近似Cholesky的複雜性的被傳送及展開因子的數量而定，低複雜性數據檢測於晶片速率是為25％，兩倍晶片速率是為30％。
表1.以晶片速率採樣針對叢發類型1使用低複雜性數據檢測的全叢發的每秒百萬實際運算
表2.以兩倍晶片速率採樣針對叢發類型1使用低複雜性數據檢測的全叢發的每秒百萬實際運算
表3 以晶片速率採樣比較塊線性等化基礎連結檢測(BLE-JD)及低複雜性數據檢測之間的每秒百萬實際運算
表4 以晶片速率採樣比較塊線性等化基礎連結檢測(BLE-JD)及低複雜性數據檢測之間的每秒百萬實際運算
表5 當做以塊線性等化基礎連結檢測為基礎的近似Cholesky的複雜性的比率的頻道相關矩陣的快速傅利葉轉換的複雜性。以塊線性等化基礎連結檢測為基礎的近似Cholesky的複雜性是以100％複雜性被傳送。
圖5-圖15是執行低複雜性數據檢測的曲線圖。兩個高數據速率服務是被仿真。其一為具有SF＝1的單碼傳送，另外一個是具有12碼且各有展開因子16的多碼傳送。低複雜性數據檢測是在被界定延遲展開頻頻案例1，2及3的包含第三代夥伴計劃工作群組四(WG4)的各種延遲展開下被測試。仿真是針對晶片速率採樣及兩倍晶片速率採樣被設定。延遲展開的長度被假設為W＝57。零時誤差是被假設經由全仿真。頻道脈衝響應被假設已知的精確。通常於仿真中，執行多碼傳送案例的位誤差率(BER)較對應單碼副本為佳。針對仿真中所使用的特例，單碼傳送每時間槽使用16個資源單元，而多碼傳送每時間槽僅使用12個資源單元。僅使用12個碼可產生較少幹擾及較佳的位誤差率。與塊線性等化基礎連結檢測相較，單碼及多碼傳送中，以頻道相關矩陣的快速傅利葉轉換分解(FFT-R)為基礎的假設對數，僅少許或受限執行降階被觀察到。單碼傳送案例中，以頻道相關矩陣的快速傅利葉轉換分解(FFT-R)為基礎的方式，及以頻道響應矩陣的快速傅利葉轉換分解(FFT-H)為基礎的方式，在晶片速率採樣下是彼此相同。
使用以頻道相關矩陣的快速傅利葉轉換分解(FFT-R)為基礎及以頻道響應矩陣的快速傅利葉轉換分解(FFT-H)為基礎的低複雜性數據檢測的執行是對理想單使用者連結、最差案例匹配濾波、塊線性等化基礎連結檢測及使用近似Cholesky分解的塊線性等化的單使用者檢測做比較。針對工作要點，位誤差率的範圍是通常在1％及10％之間。與塊線性等化基礎連結檢測及對匹配濾波(MF)做明顯信號對噪聲比例(SNR)執行增強相較下，針對低複雜性數據檢測，僅有少許或受限信號對噪聲比例被觀察到。低複雜性數據檢測亦於相加白色高斯噪聲(AWGN)頻道環境下表現良好。圖5-圖15是顯示低複雜性數據檢測相較於使用近似Cholesky分解的塊線性基礎連結檢測，其以非常低的複雜性提供出色表現的位誤差率及信號對噪聲比例及功率消耗。
權利要求
1.一種用於接收使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統中的時間槽中的多個被傳送於共享頻譜的數據信號，各數據信號經歷類似的頻道響應，該方法包括
接收時間槽中的共享頻譜的組合信號，該組合信號包括多個數據信號；
以組合信號的晶片速率的倍數來取樣組合信號；
估計類似的頻道響應；
建構部份以估計頻道響應為基礎的頻道響應矩陣；
決定部份以頻道響應矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換分解為基礎的展開數據向量；及
收斂展開數據向量，以便從被接收的組合信號恢復數據。
2.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，晶片速率的倍數為兩倍晶片速率。
3.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，決定是使用強迫歸零算法來執行。
4.如權利要求1所述的方法，其特徵在於，決定是使用最小均方誤差算法來執行。
5.用於下行鏈路多重使用者檢測的權利要求1所述的方法，其特徵在於，收斂是使用被用於時間槽中所有的碼來執行。
6.用於單一使用者檢測的權利要求1所述的方法，其特徵在於，收斂是使用與時間槽中的單一使用者產生關聯的碼來執行。
7.如權利要求6所述的方法，其特徵在於，單一使用者檢測是為上行鏈路單一使用者檢測，且單一使用者為時間槽中僅有的使用者傳送。
8.一種用於接收使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統中的時間槽中的多個被傳送於共享頻譜的數據信號，各數據信號經歷類似的頻道響應，該方法包括
接收時間槽中的共享頻譜的組合信號，該組合信號包括多個數據信號；
估計類似的頻道響應；
建構部份以估計頻道響應為基礎的頻道響應矩陣；
決定部份以頻道響應矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換分解為基礎的展開數據向量；及
收斂展開數據向量，以便從被接收的組合信號恢復數據。
9.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，組合信號是於估計及建構步驟之前以組合信號的晶片速率的倍數被取樣。
10.如權利要求9所述的方法，其特徵在於，晶片速率的倍數為兩倍晶片速率。
11.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，組合信號是於估計及建構步驟之前以組合信號的晶片速率被取樣。
12.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，快速傅利葉轉換分解是使用頻道關聯矩陣的被排列的第一列來執行。
13.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，快速傅利葉轉換分解是使用頻道關聯矩陣的定義列來執行。
14.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，決定是使用強迫歸零算法來執行。
15.如權利要求8所述的方法，其特徵在於，決定是使用最小均方誤差算法來執行。
16.用於下行鏈路多重使用者檢測的權利要求8所述的方法，其特徵在於，收斂是使用被用於時間槽中所有的碼來執行。
17.用於單一使用者檢測的權利要求8所述的方法，其特徵在於，收斂是使用與時間槽中的單一使用者產生關聯的碼來執行。
18.如權利要求17所述的方法，其特徵在於，單一使用者檢測是為上行鏈路單一使用者檢測，且單一使用者為時間槽中僅有的使用者傳送。
19.一種用於使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統中的接收器，該通訊系統使用時間槽中的多個數據信號，各數據信號經歷類似的頻道響應，該接收器包括
一種用於接收包括多個數據信號的射頻信號的天線；
一種用於解調射頻信號以產生一基頻信號的解調器；
一種用於以組合信號的晶片速率的倍數估計類似頻道響應的頻道估計裝置；及
一種用於建構表示部份以估計頻道響應為基礎的數據信號的頻道的頻道響應矩陣的數據檢測器裝置，可決定部份以頻道響應矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換分解為基礎的展開數據向量，及收斂展開數據向量，以便從被接收的組合信號恢復數據。
20.如權利要求19所述的接收器，其特徵在於，晶片速率的倍數為兩倍晶片速率。
21.一種用於使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統中的接收器，該通訊系統使用時間槽中的多個數據信號，各數據信號經歷了類似的頻道響應，該接收器包括
一種用於接收包括多個數據信號的射頻信號的天線；
一種用於解調射頻信號以產生一基頻信號的解調器；
一種用於估計類似頻道響應的頻道估計裝置；及
一種用於建構表示部份以估計頻道響應為基礎的數據信號的頻道的頻道關聯矩陣的數據檢測器裝置，可決定部份以頻道關聯矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換分解為基礎的展開數據向量，及收斂展開數據向量，以便從被接收的組合信號恢復數據。
22.如權利要求19所述的接收器，其特徵在於，該組合信號是以該組合信號的晶片速率的倍數被取樣，且被取樣的組合信號是被輸入頻道估計及數據檢測器裝置。
23.如權利要求22所述的接收器，其特徵在於，該晶片速率的該倍數為兩倍該晶片速率。
24.如權利要求21所述的接收器，其特徵在於，該組合信號是以該組合信號的晶片速率的倍數被取樣，且該被取樣的組合信號是被輸入該頻道估計及數據檢測器裝置。
25.如權利要求21所述的接收器，其特徵在於，該快速傅利葉轉換分解是使用該頻道關聯矩陣的被排列的第一列來執行。
26.如權利要求21所述的接收器，其特徵在於，該快速傅利葉轉換分解是使用該頻道關聯矩陣的一定義列來執行。
全文摘要
一種被接收於使用碼分割多路存取的時分雙路通訊系統中的時間槽中的共享頻譜的組合信號。各數據信號經歷了類似的頻道響應。類似的頻道響應被估計。表示部份以估計頻道響應為基礎的數據信號的頻道的矩陣被建構。展開數據向量是部份以頻道響應矩陣的轉換近似值的快速傅利葉轉換分解為基礎來決定。展開數據向量是被收斂以從被接收的組合信號恢復數據。
文檔編號H04Q7/38GK1502175SQ0280460
公開日2004年6月2日 申請日期2002年1月28日 優先權日2001年2月6日
發明者潘俊霖, 帕薩波拉丁·德, 拉丁 德, 萊爾, 艾利拉·萊爾 申請人:美商內數位科技公司