功率轉換系統的製作方法
2023-08-11 17:18:46
專利名稱：功率轉換系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及切換功率轉換系統-諸如DC-AC、DC-DC或者AC-AC轉換系統-或上述系統的任何組合。更具體地，本發明涉及獲得脈衝幅度調製的組合幅度和脈衝功率發生器的信號調製。
本發明可有利地被應用於改進的功率轉換，尤其用於諸如高效音頻放大的高精度DC-AC功率轉換系統。
背景技術：
DC-DC轉換器是任何音頻功率轉換系統中的核心元件。許多音頻功率轉換系統基於工作在典型相對高電壓的固定DC上的脈衝調製放大器(PMA)，以便能夠再現最大不失真的輸出功率。
這樣的切換輸出功率級中的一般問題是由功率級輸出PWM信號一般高的幅度所引起的電磁兼容性(EMC)。這意味著，通常需要在所有接口終端上進行過濾並且可能需要屏蔽的、來自切換功率級和相關電路的EMI的高等級。這就增加了系統費用，並且使得此類系統的開發和認可變得複雜。
工作在高電源電壓的普通脈衝調製放大器(PMA)在開啟時也產生爆裂噪音(pop-noise)。爆裂噪音電平與電源電壓的幅度成比例，這意味著在大多數商用PMA中高電平的爆裂噪音。
此外，在傳統PMA中，調製深度佔空係數在輸入信號的衰減等級上較低，意味著解調後的信號的幅度(即低通濾波後的放大器輸出)相較於功率級輸出脈衝信號的幅度低。當佔空係數被降低時，功率級的效率通常減小。該效應是降低解調後的輸出信號的幅度與功率級輸出PWM信號的幅度之間的比率的結果。
與PWM信號的低幅度結合的高佔空係數能夠保持相同的解調後的信號，但會增加效率，降低EMI相關的問題，並改進低調製指數時的動態範圍。
在本申請人的標題為「Attenuation control for digital powerconverters」的國際專利申請W003/055059中說明了一種能夠改變DC電平的系統。
在US5,898,340中描述了另一種包含衰減控制的數字放大器系統。然而，該系統包含一個複雜的功率級電壓電源，其輸出電壓在大範圍內可變。不帶有任何被應用於放大器的控制系統的系統需要一個線性電源，使其變得非常複雜和昂貴。所提及的系統在來自模擬輸出端的反饋路徑中還包含A/D轉換裝置。這將增加複雜度，並進一步限制系統的性能。
發明目的因此，本發明的第一目的是提供減少上述問題的一種改進的調製技術。
第二目的是提供一種帶有改進的電源供應抑制率的PMA，以在大範圍電壓變化等級上驅動電源。
本發明的第三目的是提供一種帶有改進的線性的PMA(總諧波失真+噪音，THD+n)。
本發明的第四目的是提供在功率級輸出信號的衰減後的電平上具有被提高的效率的PMA，其中系統最經常在該電平上被操作。
本發明的第五目的是提供一種具有更少爆裂噪音失真的PMA。
發明內容
這些以及其它的發明目的通過一種包含電源和一個或多個以介紹方式所提及類型的PMA的系統實現，其中電壓源被提供有所述輸入參考(Vi)，並被設置用於提供跟蹤輸入參考的放大後的絕對值的第一驅動電壓分量。
術語「跟蹤(tracking)」用於包含基本上跟隨(整流後的)輸入參考變化的任何驅動信號變化，可能帶有附加的淨空(headroom)。根據電壓源的設計，跟蹤可以是或多或少地精確，但本發明的目的是要也覆蓋這種不完美的「跟蹤」，如將在以下詳細描述中看到的那樣。
因為驅動電壓直接影響切換級的增益，所以這用於減小PMA的最大輸出電壓與驅動電壓之間的電壓差Vdiff。
根據本發明，PMA切換功率級的輸出信號由於電壓源的可變驅動電壓而在幅度上被調製，並且由於PMA中的脈衝調製而在脈衝持續時間上被調製。這意味著，脈衝區域被控制，並因而脈衝能量被控制，這種調製可被稱為脈衝區域調製(PAM)。
相比於現有技術，切換功率級中更大佔空係數變化可用於補償電壓源或PMA中的任何非線性。
依據本發明的PAM調製的結果是得到提高的效率，同時因為PAM信號的平均幅度被降低，所以保證了更低的EMI。
放大器中與MOSFET寄生電容CDS、CGD和CGS相關的切換損耗由於驅動電壓的降低而被減少。PMA切換級中的切換功率損耗與驅動電壓的平方成比例。這就意味著，低5倍的驅動電壓將產生低大約25倍的切換損耗。
與EMI相關的問題也將由于波紋電流的降低、切換級中MOSFET的本徵二極體中的貫通電流(shoot-through current)和反向恢復電流的降低而被大大地減少。
通過衰減由於脈衝調製後的信號中脈衝波形的上升沿和後沿的不準確度所產生的噪音/失真，放大器的線性得到改進。這是由於當PWM信號的佔空係數增加時，脈衝寬度調製的上升沿和後沿的不準確度的相對更低的脈衝區域貢獻。
當放大器工作在空閒模式時，電源驅動電壓低，這意味著由於爆裂噪音電平與電源驅動電壓之間的比例性，爆裂噪音會被顯著降低。
依據本發明的電壓源跟蹤與放大器輸出信號相當的信號。為了不造成大規模的失真，放大器應該具有非常高的電源供應抑制比(PSRR)。通過將一個控制系統應用到PMA而獲得高PSRR。原則上，控制系統可以是任何種類的控制系統。
在包含模擬調製器的PMA的情況下，所述控制系統可以優選地是自振蕩控制系統，諸如受控振蕩調製器控制系統，如本申請人的國際公開號為WO98/19391的專利「Pulse Modulation Power Amplifierwith Enhanced Cascaded control method」中所描述的，其在此引入作為參考。在這種情況下，PMA中載波的所有諧波與驅動電壓成比例，因此它們與PAM信號的平均幅度成比例地降低。
在包含數字PCM-PWM調製的PMA的情況下，控制系統優選地是如本申請人的國際公開號為WO98/44626的專利中所描述的PEDEC系統，其在此引入作為參考。
脈衝調製優選地是脈衝寬度調製，在這種情況下，輸出是脈衝幅度寬度調製(PAWM)信號，該信號是PAM調製的一個特殊例子。本領域技術人員將想到可以使用任何類型的脈衝調製，諸如脈衝密度調製(PDM)、脈衝位置調製(PPM)、或本領域人員所熟悉的任何其他脈衝調製方案。
根據一個實施例，第一驅動電壓分量等於k*|Vi|+Δ，其中k是常量，Δ是固定淨空。這給出了所期望的跟蹤的一個有利例子。某些情況下，可以有利地使電壓源以這樣的方式被設置，使得當電源必須傳送具有負dV/dt的驅動電壓時，淨空Δ增加。當在系統中實施多個PMA時，表示多個輸入參考，最大值可以在上式中被使用。
依據另一實施例，驅動電壓由PMA的輸出信號VO的峰值檢測控制，所述峰值檢測優選地由量控制信息(volume control information)產生。這導致塊方式(piece-wise)的恆定驅動電壓，跟蹤輸出信號電流峰值。
PMA可以被平衡，並且可以由上述驅動電壓驅動。可選地，電壓源可以被調整以提供等於第一分量的倒數(inverse)的第二驅動電壓分量。這種雙驅動電壓可以被用於驅動單端PMA。以此種方式操作電壓源將保證減少系統EMI問題、整個系統複雜度以及更高的系統效率。
PAWM信號可以包含由脈衝調製器產生的二級PWM信號，並且同時可以具有與調製指數/信號輸入電平成比例的PMA功率級波紋電流和輸出剩餘HF電壓。由於低調製指數處波紋電流的降低，這將在PMA負載中、或如果應用輸出濾波器則在輸出濾波器中產生低空閒損耗。這尤其在直接從切換級輸出驅動變換器時是有利的，其中由輸出級切換電壓產生的HF波紋電流將在變換器中產生損耗。
電壓源可以包括用於吸收(sinking)電流的裝置，以支持電源驅動電壓上的足夠負的dv/dt。
轉換系統有利地作為D類(class D)系統實施。
附圖描述以下將參考附圖進一步描述本發明的優選實施例。
圖1示出了本發明的第一實施例的框圖。
圖2示出了圖1中的PMA的一個實施例。
圖3示出了圖1中的電壓源的一個實施例。
圖4示出了圖1中的電壓源的另一實施例。
圖5a-5d示出了由圖1中的電壓源所產生的輸入驅動電壓的不同實例。
圖6示出了本發明的第二實施例的框圖。
圖7a-7c示出了圖1中示出的系統框圖的帶一個PMA的仿真。
圖8a-8c示出了圖1中示出的系統的帶兩個PMA的仿真。
圖9示出了由DC電源操作的典型現有技術PWM系統的仿真圖。
圖10示出了作為包括PCM-P＝WM方式的PMA的一個優選實施例。
圖11示出了作為電源驅動電壓的峰值檢測調製的一個優選實施例。
具體實施例方式
在圖1中示出了本發明的第一實施例，包括多個PMA 1、1』，和電壓源2。參考輸入信號Vi被連接至PMA的輸入端和可變電壓源，其中可變電壓源還被連接至市電電源3或任何其它形式的功率源。
在圖2中示出了圖1中的PMA的一個例子，包括控制塊4、比較器5、反饋塊6和切換功率級7。控制塊4具有與反饋塊6協作的傳遞函數，以保證自振蕩。圖2中的PMA基於自振蕩調製器，諸如但並不局限於在本申請人的國際專利申請WO98/19391中描述的受控振蕩調製器(COM)，其在此引入作為參考。基於積分器、遲滯或非遲滯控制、或本領域技術人員公知的任何其它自振蕩調製原理，可以使用其它自振蕩原理。
實際上，脈衝調製並不局限於脈衝寬度調製，而是可以使用任何類型的脈衝調製，諸如脈衝密度調製(PDM)、脈衝位置調製(PPM)、或本領域技術人員熟知的任何其它脈衝調製方案。
當COM調製器被包含在PMA中時，應用下式Vo=VsVmodVi=AVi]]>其中VO是切換級7的輸出電壓，Vi是至PMA的輸入參考信號，Vs是來自電源的驅動電壓，Vmod是至比較器5的輸入信號，A是功率級增益。
由於COM調製器的受控不穩定性，電壓Vmod在幅度上與功率級電壓成比例變化，並且因此保持功率級增益(A為常量)。固定的功率級增益意味無限PSRR，因此，包含COM調製器的PMA在理論上可以獲得無限PSRR。因此，在PMA的輸出端不產生失真。
如圖1所示，電源可以驅動多個PMA1、1』。
圖2中，PMA切換功率級的輸出被連接至解調濾波器8，解調濾波器8被連接至負載，諸如變換器(揚聲器)。可選地(未被示出)，根據在W002/093973中描述的、在此引入作為參考的「pulse modulatedtransducer」原理，切換級輸出端被直接連接至或是完全集成到變換器中。
電源基於輸入電壓Vi向圖1中示出的每個PMA中的切換級7提供必要的驅動電壓Vs。電壓源必須能夠傳送在範圍Vs＝[Δ；Vo，max+Δ]＝[Δ；A·Vi+Δ]中變化的電壓Vs。
其中Vo，max是PMA切換功率級的期望的最大輸出電壓，等於A·Vi，Δ是可選淨空。Δ值可以是時間變量，並且如果PMA基於升壓(boost)拓撲結構時甚至可以為負值(見下文)。
電源應該提供電壓淨空給圖1中示出的任何PMA的最大峰值輸出電壓Vo，max。
當PMA被平衡，並且被一個變化的驅動電壓驅動時，該電壓可以由以下表達式決定Vs＝A·max(|Vix|)+Δ(1)，其中Vix是圖1中所示的不同PMA輸入參考，A是功率級增益。
在圖2中示出電壓源實現的第一例子，作為用於在隔離系統-例如隔離的揚聲器中-或電池供電系統中的非電流隔離降壓轉換器。
電路包含MOSFET 10，其柵極11被連接至脈衝調製後的輸入電壓，其源極12通過線圈14連接至輸出終端的第一側13，其漏極15連接至整流後的市電電源5的一側16。整流後的市電電源的另一側17被連接至輸出終端的第二側18。至該第二輸出側18，還連接電容器19至MOSFET漏極15，以及連接二極體20至MOSFET源極12。最後，輸出電容21橋接輸出終端的第一和第二側13、18。
電源的輸出能力優選為充分小，使得放大器切換級的等效負載電阻Ra能夠對電源輸出電容CO足夠快地放電，以使得RaCO時間常量允許足夠低的負dV/dt，以提供如等式1中描述的電壓。某些情況下，當脈衝發生器提供具有負dV/dt的電壓時，淨空Δ為常量。這就得到依據等式1的驅動電壓，如圖5a中所示。
然而，當大電容21被放置在圖3中的電源輸出端時，電源不能吸收來自電容的電流。因此，在輸出電壓Vd上就不能夠提供必要的負dV/dt。換句話說，可以是這種情況，即在正弦信號的兩個四分之一周期上，轉換器不能跟蹤PMA輸出信號，其中在這兩個四分之一周期內電源電壓Vs具有負dV/dt。這將產生根據圖5b的驅動電壓。
在圖4中示出了更適合於大輸出電容的電壓源的第二例子。拓撲結構為反激式(fly-back)得到的，並且可以包含電隔離。
該電路包含MOSFET 25，它與變壓器27的初級繞組26串聯地被連接在整流後的市電電源5的兩側之間。調製後的輸入電壓被連接至初級側MOSFET 25的柵極28。變壓器26的第一次級繞組29的一端29a被連接至次級側MOSFET 31的柵極30。另一次級繞組38的一端38b被連接至輸出終端的第一側32。輸出終端的第二側33被連接至MOSFET的漏極34，而MOSFET的源極35被連接到兩個次級側繞組29、38的另一端29b、38a。而且，輸出電容36橋接輸出終端的第一和第二側32、33。
此外，控制輸入端37被連接至MOSFET柵極30。當MOSFET25通過當MOSFET 25被接通時所感應的脈衝而被接通時，MOSFET31用作為有源二極體。此外，MOSFET 31能夠實現在MOSFET25被切斷時在變壓器電壓反轉期間從輸出終端33吸收電流。
圖4中的電壓源能夠吸收電流，並因此可以產生更低負的dV/dt。圖4中的電路還具有以下優點，即由於附加的有源MOSFET 31，通常次級前向路徑二極體(圖2中的20)的二極體電壓降被消除。這將在電源的高電流輸出幅度上提高效率。
技術人員知道可以使用任何能夠「降壓(Bucking)」拓撲結構(相應於轉換器輸入電壓降低轉換器輸出電壓)。其它拓撲結構-諸如前向、推挽式、CUK、Sephic或任何其他降壓系列轉換器類型可用於「降壓」。
在低電源電壓PAM系統-諸如一些電池驅動系統-的情況下，電源可以被實施為升壓(boost)拓撲結構(未被示出)。因此，PAM系統的輸出電壓可以超過電壓源的供電電壓。如升壓、推挽式或技術人員熟知的能夠「升壓」的任何其它轉換器類型的拓撲結構可以被用作電壓源。
當PMA為單端的，並由雙驅動電壓驅動時，電壓可以如下確定
正供電電壓VdVs＝A·max(|Vix|)+Δ負供電電壓VsVd＝-A·max(|Vix|)-Δ對應於圖5a和5b中單驅動電壓的雙驅動電壓的例子在圖5c，5d中被示出。切換輸出電壓Vo僅在圖中示意性地表示。
圖6示出了圖1中功率轉換器的變型方案，其中來自電源4的驅動電壓信號Vs路徑被用於攜帶作為弱電壓幅度信號的PMA輸入電壓Vi1和Vi2。在所示的例子中，輸入信號Vi1和Vi2在加法塊39中被疊加在電源驅動信號上，之後在PMA內被提取。
輸入信號Vi1和Vi2原理上還可以通過技術人員已知的任何已知調製方案經由空口傳送。優選地，輸入信號是數字的，這根據實施在PMA或是PMT中需要數字發送器和接收器。來自計算機網絡或ADSL/xDSL通信系統的方法可以優選地被利用，以實現所有信道間的這個單線連接。
本發明的該實施例可以優選地被用於汽車應用或多信道系統中。
圖7a-c示出了帶有一個PMA 1的圖1中系統的仿真，其中使用COM技術並具有包含工作在雙電源的一個切換支線(switching leg)的單端PMA。
圖7a示出了比較器輸入信號，Vmod，圖7b示出了來自切換級的差分功率輸出，Vp。圖7c示出了具有依據圖5d的信號形狀的驅動電壓的兩部分，Vs，和Vd。圖7c進一步示出了PMA輸出濾波器的輸出電壓Vo。
從圖7a中可以看出，比較器輸入信號Vmod隨驅動電壓幅度而變化，這對於COM調製是典型的。這意味著PMA中恆定的功率級增益，並且因為比率Vo/Vmod是個恆量而產生非常高的電源供應抑制比。
此外，圖7b示出了依據本發明的脈衝幅度寬度調製PAWM的特徵。注意，在PAWM中，佔空係數幾乎是恆定的。這是由於近乎理想的幅度調製的優勢。當由同一電源操作多個PAM時，在輸出信號的一個周期上看，技術人員將發現，在一些或所有PMA中可發生佔空係數變化。
圖7c中的PMA輸出信號VO包括由幅度調製後的信號和脈衝寬度調製後的信號所提供的低頻率信號。此外，該電壓信號包括由PMA脈衝寬度調製所提供的高頻率信號餘量。高頻率信號分量幅度較之於傳統兩級PWM更低(並與調製指數成比例)，這可從圖9中看出，圖9表示具有恆定雙驅動電壓的、來自現有技術功率轉換器的信號。
圖8中示出了圖2中的系統作為帶有兩個PMA的多信道系統的仿真。來自PMA 1和1』中切換功率級7的輸出信號Vp1和Vp2在圖8a和圖8b中被示出。低通濾波後的輸出Vo1和Vo2，以及驅動電壓的兩部分Vs和Vd在圖8c中被示出。
本發明的另一優選實施例在圖10中被示出，說明了一種PAM系統，其中PMA基於數字PCM-PWM調製器40，並且其中控制系統41被應用於PMA。控制系統41可以優選地是PEDEC控制系統，如本申請人的國際公開號為WO98/44626的專利中所述，其在此引入作為參考。這種系統能夠獲得高的PSRR。其它高的PSRR反饋系統可被應用於基於數字調製的PMA。
另一優選實施例是一種PAM調製技術，其中電源輸出電壓被PMA峰值輸出電壓控制到定義的時間窗內的固定電壓電平。由此獲得電源輸出電壓Vd的峰值檢測調製。這種電壓源控制的結果在圖11中進行說明。Vd還是來自電源2的驅動電壓，Vo是來自解調濾波器9的輸出電壓。有利地，該峰值信號檢測可以從量控制信息中導出，該信息在任何時間決定最大輸出電壓，並且因此決定最大所需電源電平。因此，系統包含用於提供該信息到電壓源2的裝置。
再一優選實施例是一種PAM調製技術，其中電源輸出電壓被PMA峰值輸出電壓(未被示出)控制。電源電壓將降低，直到峰值檢測增加電源電壓。
本發明可以有利地在任何給定功率轉換系統中實施，諸如AC-AC、DC-DC、DC-AC、AC-DC或上述的任何組合，優選地在DC-AC高精度音頻功率轉換系統中實施，其中功率級元件工作於「開」或「關」狀態。
權利要求
1.一種功率轉換系統，包括至少一個脈衝調製放大器(PMA)(1)，包括脈衝調製器(4、5、6；40)，用於基於參考輸入(Vi)生成脈衝調製後的信號(Vpulse)；被設置用於放大所述脈衝調製後的信號的切換功率級(7)；以及被設置用於補償電源電壓變化的控制系統(6；40)，以及為每個放大器提供驅動電壓(Vs，Vd)的電壓源(2)，其特徵在於所述電壓源(2)被提供有所述輸入參考(Vi)，並被設置用於提供跟蹤所述輸入參考(Vi)的放大後的絕對值的第一驅動電壓分量(Vd)。
2.依據權利要求1的功率轉換器，其中所述脈衝調製器(4，5，6；40)是脈衝寬度調製器。
3.依據權利要求2的功率轉換系統，其中所述脈衝調製器是COM調製器(4，5，6)。
4.依據權利要求2的功率轉換系統，其中所述脈衝調製器是數字PCM-PWM調製器(40)，並且其中所述控制系統是被設置用於獲得高PSRR的PEDEC控制系統(41)。
5.依據權利要求1至4的功率轉換系統，其中所述第一驅動電壓分量(Vd)等於k*|Vi|+Δ，其中k為常量，Δ為固定淨空。
6.依據權利要求5的功率轉換系統，其中所述電壓源(2)以這樣的方式被設置，使得當電源必須提供具有負dV/dt的驅動電壓(Vd)時，淨空Δ增加。
7.依據權利要求1的功率轉換系統，其中所述第一驅動電壓分量(Vd)被所述PMA的輸出信號(Vo)的峰值檢測控制，所述峰值檢測優選地由被提供給所述電壓源(2)的量控制信息生成。
8.依據前述權利要求中任一項的功率轉換系統，其中所述驅動電壓(Vd)具有由所述輸入參考(Vi)控制的音樂信號的最大和最小dV/dt值。
9.依據前述權利要求中任一項的功率轉換系統，其中所述電壓源(2)還被設置用於提供等於所述第一分量(Vd)的倒數的第二驅動電壓分量(Vs)。
10.依據權利要求9的功率轉換系統，其中所述第一和第二驅動電壓分量(Vs，Vd)具有由所述輸入參考(Vi)控制的音樂信號的最大和最小dV/dt值。
11.依據前述權利要求中任一項的功率轉換系統，其中所述電壓源包含電流吸收裝置(26，31)。
12.依據前述權利要求中任一項的功率轉換系統，其中所述輸入參考(Vi)被疊加在所述驅動電壓(Vs，Vd)上，所述驅動電壓被連接至所述放大器(s)(1)。
13.依據權利要求1-12之一的功率轉換系統，還包括被連接至所述切換級(7)的低通濾波器(8)。
14.依據權利要求1-12之一的功率轉換系統，直接被連接至動態電變換器。
15.依據前述權利要求中任一項的功率轉換系統，其中每個脈衝調製放大器(1)被實施為D類型功率放大器。
全文摘要
包括至少一個脈衝調製放大器(1)的功率轉換系統，包括用於基於參考輸入(V
文檔編號H03F3/68GK1864324SQ200480029034
公開日2006年11月15日 申請日期2004年10月7日 優先權日2003年10月9日
發明者卡斯特恩·尼爾森, 拉斯·M.·芬格 申請人:邦及奧盧夫森公司