用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法

2023-07-30 02:13:21 2

71，就得到一種重要的ABSK調製信號——擴展的BPSK(簡稱EBPSK)調製信號，可大幅提高調製信號的頻譜利用率(可參見"自然科學進展"2007年第11期1467-1473頁)。但這樣一來，EBPSK調製信號的"0"、"1"波形差異變小了，即A(O和,(O只在時間間隔r內才可能不同，若直接用經典的相關檢測器或匹配濾波器進行解調就要求有更高的輸入信噪比(SNR)。為了儘可能提高ABSK調製信號對於發射功率的利用效率，必須尋求在解調前既能最大限度地濾除噪聲和幹擾，又能儘量保持信號有效特徵的濾波方法，此即對ABSK信號進行增強的含義。但是，經典的濾波理論和常規的濾波器設計很難滿足這一要求。注意到ABSK調製信號的有效特徵，僅僅在于波形"1"的[O,r]時段，在碼元已同步狀態下對於(r,T]時段的波形誤差不太關心。因此，有必要也有可能對ABSK信號探索其它的特殊窄帶帶通濾波器設計理念和方法，這是高效數據機的技術關鍵。美國的H.R.Walker博士利用普通的電路元件，發明了所謂"零群時延"晶體帶通濾波器，幾經簡化，得到主要如圖1所示的幾種單晶體濾波器及其級聯應用(可參見"UltraNarrowBandModulationTextbook"，http://www.vmsk.org/)。其中之一的掃頻響應及其對於反相1個載波周期調製信號的響應分別如圖2(a)和圖2(b)所示儘管在48MHz的中頻上其3dB帶寬僅約lkHz，但其輸出時域響應中的相位反轉周期卻清晰可見，沒有噪聲時不難檢測。可也正是由於要採用石英晶體實現，而晶體濾波器的中心頻率一旦設定就不可調，不僅靈活性差，而且難以數位化集成。特別是受限於石英晶體自身參數的精度、穩定度和溫度漂移、老化，因而可靠性、穩定性、靈活性和一致性都很差，因此，美國的這類"零群時延"晶體帶通濾波器一直未能實用化，更未見產業化。只有突破零群時延石英晶體濾波器的技術本質，並用數字濾波器技術加以實現，才能使ABSK高效調製技術走向實用。而對此，Walker本人以及國內外眾多學者和通信工程師一直認為是不可能的。因為無論是採用現有的無限衝激響應(IIR:InfiniteImpulseResponse)設計還是採用有限衝激響應(FIR:FiniteImpulseResponse)設計，ABSK調製信號經過這樣窄的帶通數字濾波器後，所攜帶的信息也將被一併濾除，剩下的只是一個在濾波器中心頻率處作為載波的純粹正弦波！我們曾在"一種用於統一二元調製信號的解調方法"中，利用極其靠近的共軛零點-共軛極點對(以下簡稱單零點-單極點)分別模擬石英晶體的串聯-並聯諧振頻率，一舉實現了具有"零群時延"特性的IIR數字濾波器(發明專利申請號200810124475.6)。雖然能較好地保持甚至突出ABSK調製信號的波形特徵(圖3(b))，但整體濾波特性(圖3(a))遠不夠陡峭，去噪聲並增強信號的能力尚有很大的改進空間
發明內容技術問題本發明的目的是針對不對稱的二元偏移鍵控ABSK調製信號，尋求更好的增強其信噪比的數字濾波方法，要求該方法能夠與ABSK調製信號波形相適配，不僅保持而且儘可能地突出濾波信號的調製特徵，並最大限度地濾除噪聲，從而提升接收機的解調性能和抗幹擾能力，簡化接收機結構。這裡的問題是，石英晶體的品質因數(Q值)可以很高，因此晶體帶通濾波器的頻率響應可以非常陡峭；而為了保證數字IIR濾波器的穩定性，用來逼近晶體帶通濾波器選頻特性的濾波器極點不能在Z平面的單位圓上，因而單零點-單極點對的整體濾波特性不可能好。特別是對於帶通濾波器的整體頻率響應而言，零點和極點的作用是相互抵消的，引入零點會嚴重損害帶通濾波器的整體頻率響應；可一旦去掉該零點，則該IIR濾波器匹配ABSK信號調製特徵的作用便不復存在，ABSK調製信號中的所有突變信息將全部"抹平"，濾波結果就只剩下不含任何調製信息的純粹正弦波。例如不可能在EBPSK調製信號的相位跳變處產生幅度跳變波形以突出調製信息，即不可能得到圖3(b)中第2個波形。為解決以上技術問題而提出一種用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法。技術方案根據實驗研究和理論分析我們發現，對於所要求的濾波特性，零點至關重要，但不能多，而Walker所強調的"零群時延"特性卻並非必要。因此本發明的基本技術方案就是單零點加多極點的IIR窄帶帶通數字濾波器，即只保留一個零點，但由於零點的位置不影響濾波器的穩定性，故將該零點取在Z平面的單位圓上，以便將零點的陷波作用發揮到極致。有益效果1)可在保持甚至突出信號調製特徵的同時更好地去除噪聲。本專利申請所發明的數字濾波機理不僅濾除噪聲的能力強(因為帶寬窄)，而且可在ABSK信號的信息調製處產生很高的幅度衝擊，這一性質對於通信、雷達、聲吶等都特別重要，但卻為常規濾波器的致命弱點。2)傳輸效率高。本專利申請所發明的數字衝擊濾波器能夠利用極窄的陷波-選頻特性很好地突出淹沒在噪聲中的ABSK調製信號的信息特徵，因而可有效地提高ABSK解調器的誤碼率性能，從而可以更有效地利用信號的發射功率，增大通信距離；而如果發射功率不變，則由於ABSK調製方式的頻譜利用率高於傳統對稱的二元鍵控調製方式(如BPSK、FSK和ASK等)，於是採用ABSK調製就可在同等的帶寬內傳輸更高的信息碼率。3)靈活性強。本專利申請所發明的數字濾波器極點個數不限，甚至還可以擴展到多個零點的情況，且載頻與濾波器中心頻率的偏差可以根據不同的系統要求進行設定，即可在很大的自由度下控制濾波性能，以適應不同的信道環境。4)簡化了接收機結構。a.本專利申請所發明的特殊衝擊濾波器與ABSK調製信號相配合，在對應於"1"的調製波形的起始處產生很高的衝擊，其幅度明顯高於無信息調製處的原始波形，因而可以直接通過幅度檢測或者再利用拖尾部分能量綜合累積檢測來判決"0"、"1"信號；b.本專利申請所發明的特殊衝擊濾波器為數位化的IIR濾波器，只有幾階，因而計算量和硬體實現複雜度都極大地降低；c.徹底革除了石英晶體濾波器，穩定性大為提高，使得整個ABSK傳輸系統可實現全數位化處理，特別有利於接收機的集成電路晶片集成和簡化。圖1是Walker發明的3種單晶體"零群時延"帶通濾波器。圖2中(a)是圖1之一的晶體濾波器的掃頻響應，(b)是對於反相1個載波周期調製信號的響應。圖3是200810124475.6號專利申請所提出的單零點-單極點IIR濾波器，其中(a)為濾波器的幅頻特性和相頻特性曲線；(b)為由(1)式所定義的EBPSK調製信號通過該濾波器前後的時域波形對比。圖4是本發明將圖3(a)的零點取到Z平面單位圓上時陷波加深後的單零點-單極點IIR濾波器的局部幅頻特性曲線。圖5是本發明所提出的單零點-雙極點濾波器的結構框圖。圖6是圖5所示單零點-雙極點濾波器的實施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性，在約465kHz中心頻率的極窄鄰域內呈現陷波-選頻特性；(b)為該幅頻特性和相頻特性的局部展放大圖；而(c)則為該濾波器的實施效果，從上到下的波形曲線依次為原始的EBPSK調製信號；加噪聲後的原始信號波形，信噪比為SNR-5dB;加噪聲信號(SNR=5dB)通過該濾波器後的輸出波形；SNR=OdB時的加噪聲原始信號波形；加噪聲信號(SNR=OdB)通過該濾波器後的輸出波形。圖7是本發明所提出的單零點-3極點濾波器的實施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性；(b)是其局部幅頻-相頻特性展寬圖；(c)則為該濾波器的實施效果，其中從上到下的波形曲線的說明與圖6(c)相同。圖8是本發明所提出的單零點-4極點濾波器的實施效果，其中(a)為該濾波器的整體幅頻特性；(b)是其展寬的局部幅頻-相頻特性；(c)則為該濾波器的實施效果，從上到下的波形曲線依次為原始的EBPSK調製信號；SNR=5dB時的加噪聲信號；SNR4dB加噪聲信號的濾波輸出波形；SNR=OdB時的加噪聲信號；SNR:5dB加噪聲信號的濾波輸出波形；SNR=-2dB時的加噪聲信號；SNR=-2dB加噪聲信號的濾波效果。圖9是本發明所提出的單零點-5極點濾波器的實施效果，其內容說明與圖8相同。圖10是本發明所提出的單零點-3極點濾波器與200810124475.6號專利申請所提出的單零點-單極點濾波器用於解調EBPSK信號的性能對比。具體實施例方式以單一的零點-極點對為基礎，再添加一個或多個極點，即可在ABSK信號的信息調製處產生比單零點-單極點IIR濾波器更加強烈和明顯的衝擊波形，且濾波器帶寬顯著縮窄，輸出信噪比得到更大的提升，甚至可在信號被噪聲完全淹沒的情形下(信噪比SNR〈0)以過衝的形式突顯出信號的調製信息，故可稱之為數字衝擊濾波器(ImpactingFilters)或ABSK信號數字增強器。但必須注意以下技術要求1、零、極點非常靠近，以便在濾波器中心頻率的極窄鄰域內呈現陷波-選頻特性，但零點頻率不能在極點頻率之間。也就是說，如果零點頻率在濾波器頻率的低端，則其低於所有極點的頻率，反之亦然。但從強化濾除高頻噪聲和脈衝幹擾的角度考慮，首選零點頻率低於極點頻率；2、零點最好在Z平而的單位圓上，極點應在單位圓內且儘量具有相同的相角；3、濾波器的峰值頻率與ABSK信號的載波頻率不一致，且其偏移量由ABSK信號的調製度與該濾波器的相頻特性相配合來確定，使得在濾除噪聲的同時能夠把輸入信號的調製參數變化突出為輸出信號的幅度衝擊波形；4、極點越多，衝擊能量越大，但碼間幹擾也隨之增加，故極點並非越多越好；5、為了保證濾波器係數為實數，無論是零點，還是極點，均應共軛成對出現。下面詳述實施例1、我們在200810124475.6號發明專利中請中，以單零點-單極點的IIR濾波器作為實施例，其傳遞函數為formulaseeoriginaldocumentpage6其中/=2、>/=1，6。=1、"=-1.630、62=1，且a,=1.608、a2=—0.996。得到的濾波器幅頻特性和相頻特性如圖3(a)所示。將(1)式定義的如圖3(b)第1道波形所示的EBPSK調製信號的載頻位於濾波器峰值左側(低端)輸入時，得到濾波器的輸出信號如圖3(b)第2道波形所示。可見信號的相位跳變處產生增大的寄生調幅，即相位跳變部分的幅度有所升高，但其它時段的信號幅度反而有一定程度的衰減。2、為了改善IIR帶通濾波器的總體選頻性能(即縮窄其總體帶寬)，應該增加極點，這是本領域的公知常識；但為了使EBPSK信號相位跳變處濾波器輸出波形的幅度跳變更高，所加極點的位置必須與原極點均位於零點右方，以保證極點頻率均高於零點頻率，且所加極點的相角應儘可能與原極點相角相同，而且零點必不可少，但不能多。這是本專利申請的重要發現。為此，我們構思了單零點-多極點的nR濾波器實現方案，首先將該零點置於Z平面的單位圓上，即在濾波器傳遞函數(如(2)、(3)式)的分子中均取6。=62=1和6、=-1.6181733185991785，以最大限度地發揮零點的功效。圖4顯示，這樣的確可以比圖3(a)陷波更深(理論上該點的衰減為無窮大)。3、本發明首先實施單零點-雙極點方案。在(2)式中取/=4、7=2，得到其傳遞函數為formulaseeoriginaldocumentpage6相應的濾波器結構如圖5所示。在(3)式中取formulaseeoriginaldocumentpage6得到一種新穎的濾波器整體幅頻特性如圖6(a)所示。將其與圖4相比可見單零點-單極點濾波器雖然在中心頻率(約465kHz)的極窄鄰域內呈現陷波-選頻特性，但在圖4橫坐標的整個350kHz-800kHz頻帶內，整體上幾乎沒有濾波效果；而本發明實施的單零點-雙極點濾波器不僅在0-2.4MHz的整個頻帶內呈現出明顯的帶通特性(例如在與圖4低端對應的350kHz處約衰減16dB，在與圖4高端對應的800kHz處約衰減31dB)，同時還仍然保留了在465kHz鄰域內極窄的陷波-選頻特性，圖6(b)即為該局部幅頻特性和相頻特性的展寬效果圖。圖6(c)則為該濾波器的實施效果。其中從上到下第1道波形為原始的EBPSK調製信號；第2道和第4道為原始信號添加噪聲後的波形，信噪比分別為SNf^5dB和SNR=0dB;而第3道和第5道波形則分別為該兩道加噪聲信號通過該濾波器後的輸出波形。可見在EBPSK調製信號的相位跳變(即調製信息為"1")處，濾波器輸出信號的幅度也有所不同，據此可利用門限判決來實現"1"的檢測，從而達到EBPSK信號的解調(參見圖中標識的"0"和"1")。更為重要的是，對比圖6(c)以及圖4各道波形的縱坐標比例，立即可以發現本發明所實施的單零點-雙極點濾波器，不僅濾波效果更明顯，而且可將輸入信號的調製信息(例如EBPSK信號的相位跳變)突出為很高的幅度衝擊波形(約從±2提升到±42)。4、本發明接著實施單零點-3極點方案，濾波器傳遞函數在形式上仍如(2)式，零點不變，只是極點的濾波器係數(/=6)取a,=-4.5781931992746454，a2=9.6546659241157258，a3=-11.692079480819313，a4=8.5756341567768217，a5=-3.6121554794765309,a6=0.70084076007371199，得到如圖7(a)所示的濾波器整體幅頻特性，和如圖7(b)所示的局部幅頻-相頻特性展寬圖。與圖6(a)、(b)相比可見單零點-3極點濾波器不僅仍然保留了極窄的中頻陷波-選頻特性，而且在0-2.訓Hz的整個頻帶內呈現出更優良的帶通特性(例如在350kHz處衰減約17dB，而800kHz處則加大到約55dB)。圖7(c)則為該濾波器的實施效果，其中各道波形的含義與圖6(c)類似，可見增加極點後不僅濾波效果更明顯，而且單零點-3極點濾波器可將輸入信號相位跳變轉換為幅度放大約IOOO倍的輸出衝擊波形(約從±2提升到±160)。5、本發明繼續實施單零點-4極點方案，濾波器傳遞函數在形式上仍如(2)式，零點不變，只是極點的濾波器係數(/=8)取a,=-6.1150669443734404，a2=17,593270852070781，a3=-30,66190141963812，a4=35.258220132970798，a5=-27.343924194038685,a6=13.991777506187015，a7=-4.3370740838799371，a8=0.63250878596652416，得到如圖8(a)所示的濾波器整體幅頻特性，和如圖8(b)所示的局部幅頻-相頻特性展寬圖。與圖7(a)、(b)相比可見單零點-4極點濾波器不僅仍然保留了極窄的中頻陷波-選頻特性，而且在0-2.4腿z的整個頻帶內呈現出更優良的帶通特性(例如在350kHz處衰減加大到約28dB，而800kHz處則加大到約65dB)。圖8(c)則為該濾波器的實施效果，其中各道波形的含義與圖7(c)類似，只是新增第6道SNR=-2dB的原始信號添加噪聲後的時域波形，及其通過該濾波器後的輸出波形作為第7道。與圖7(c)類似，增加極點後不僅濾波效果更明顯，而且單零點-4極點濾波器可將輸入信號相位跳變轉換為幅度放大約1000倍的輸衝擊波形(約從±2提升到±2000)。6、最後，本發明再給出單零點-5極點方案，濾波器傳遞函數在形式上仍如(3)式，零點不變，只是極點係數(/=10)取a,=-7.6681183078417003，a2=28.011883907729636，a3=-63.620800400247603，a4=99.091686356537593，a5=-110.35975939335152，a6=88.952271932857428，a7=-51.267183754434257,as=20.263029755101066，a9=-4.9793661081547125，a10=0.58292009714674853，得到分別如圖9(a)和(b)所示的濾波器整體和局部特性。與圖8(a)、(b)相比可見單零點-5極點濾波器的帶通特性和去除噪聲的能力更加優秀(例如在350kHz處衰減加大到約38dB，而800kHz處則加大到約80dB)。圖9(c)則為該濾波器的實施效果，其中各道波形的含義和參數與圖8(c)相同。可見，單零點-5極點濾波器可將輸入信號相位跳變處的幅度放大約13000倍(約從士3提升到±40000)，增益超過80dB。雖然更有利於幅度的門限判決檢測，但衝擊波形在時間上的拖尾也更長，更可能延伸至下一碼元周期而產生碼間幹擾。因而我們並不能無限制地增加極點，而是要在衝擊幅度和拖尾長度間找到最佳的平衡點，使得有利於信號檢測的同時不產生碼間幹擾。6、為了考察本發明對於EBPSK信號傳輸性能的改善，分別將加有高斯白噪聲的EBPSK調製信號通過圖3(a)所示的由200810124475.6號專利申請所提出的單零點-單極點濾波器，和本發明申請所提出的由圖7(a)所示的單零點-3極點濾波器，再對其濾波輸出信號進行幅度判決檢測以實現所傳輸信息的解調，所得到的誤碼率-信噪比曲線如圖IO所示。則由圖IO可見，當誤碼率為3^=10—4時，本發明可使信噪比大約節省4dB。實施實驗表明1個零點和24個極點是較好的組合。同時新增加的極點相角應儘可能與已有極點相角相同且不能太靠近單位圓，這樣幅頻響應邊帶衰減更快。而且值得指出的是，從上述典型實施案例的相頻特性可以看出，本申請所發明的衝擊濾波器，均未用到所謂的"零群時延"特性。如表l所示是說明書中所用參量的定義tableseeoriginaldocumentpage8權利要求1、一種用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法，其特徵在於採用一類特殊的無限衝激響應IIR窄帶數字帶通濾波器，由諧振頻率非常靠近的一對共軛零點和至少兩對共軛極點構成；2、根據權利要求l所述的用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法，其特徵在於在該liK濾波器通帶內的中心頻率處呈現出一個極窄的陷波-選頻特性，使得不對稱二元調製信號的濾波輸出波形在信息調製處產生明顯而強烈的寄生調幅衝擊，信噪比得以大幅提升；3、根據權利要求1所述的用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法，其特徵在於在該濾波方法所實現的一對共軛零點-多對共軛極點窄帶數字帶通濾波器中，零點諧振頻率低於輸入信號的載波頻率，而極點頻率則全部高於輸入信號的載波頻率；4、根據權利要求l所述的用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法，其特徵在於在該濾波方法所實現的一對共軛零點-多對共軛極點窄帶數字帶通濾波器中，該零點位於z平面的單位圓上或儘量靠近單位圓，而多個極點的相角儘量保持相同。全文摘要本發明公開了一種用於增強不對稱二元調製信號的衝擊濾波方法，屬於數字信息接收
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。用於增強這種信號的衝擊濾波方法是基於一類特殊的無限衝激響應(IIR)窄帶數字帶通濾波器，由單零點和多極點構成，可在其中心頻率處再呈現一個極窄的陷波-選頻特性，使得與之適配的不對稱二元調製信號的濾波輸出波形在信息調製處產生明顯而強烈的寄生調幅衝擊，輸出信噪比得以大幅提升，甚至可在信號被噪聲完全淹沒的情形下以過衝的形式突顯出信號的調製信息，從而可顯著提升不對稱二元調製信號的傳輸性能，簡化接收機的結構。文檔編號H03H17/06GK101599754SQ20091002987公開日2009年12月9日申請日期2009年3月26日優先權日2009年3月26日發明者熳馮,吳樂南,鵬高申請人:東南大學