數位訊號處理裝置，及其處理方法和頭戴耳機裝置的製作方法
2023-08-04 06:52:41 4
專利名稱：數位訊號處理裝置，及其處理方法和頭戴耳機裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及數位訊號處理裝置及其處理方法，它可根據二個廣播系統之間的信號傳遞特徵再現衝擊響應。本發明也涉及使用此裝置和其方法的頭戴耳機裝置。
背景技術：
當聲信號供給至揚聲器和揚聲器重放此音樂時，此作為結果的聲像處於聽眾的前方。當同樣的聲信號供給至聽眾所戴的頭戴耳機時，聲象置於聽眾的頭部。這是聲象的極其不自然的定位。
現已倡議一種使聲象定位於聽眾外部的頭戴耳機裝置，又如披露於日本專利申請特許公報NO.11-331992，其對應於由本申請的承讓人所提交的日本專利申請。圖1圖示此類頭戴耳機裝置。如圖1所示，模擬聲信號SA通過輸入端1提供至A/D轉換器電路2，它將聲信號轉換為數字聲信號SD。此信號SD提供至數位訊號處理電路3L和3R。這些處理電路3L和3R處理信號SD，以致作為結果的聲象置於聽眾的頭部外面。
如果聲源SP位於聽眾M的前方，如圖2所示，則來自聲源SP的聲輸出通過具有傳遞函數HL和HR的路逕到達聽眾的左耳和右耳。
在數位訊號處理電路3L和3R中，通過將傳遞函數HL和HR轉換成時間軸所獲得的衝擊響應予以卷積於信號SD。此衝擊響應既可加以測量也可加以計算。
進行卷積後，數位訊號處理電路3L產生一信號，數位訊號處理電路3R也是如此。由電路3L所產生的信號提供至D/A轉換器4L，由其將此信號轉換為模擬聲信號SA。同樣，由電路3R所產生的信號提供至D/A轉換器4R，由其將此信號轉換為模擬聲信號SA。此模擬聲信號SA通過頭戴耳機放大器5L和5R分別提供至頭戴耳機6的左和右聲頻單元(電一聲換能器)。
因此，由頭戴耳機6所再現的聲音是通過具有傳遞函數HL和HR的路徑而到達的。當戴上頭戴耳機6的聽眾M聽到聲音時，他或她感覺到此聲象SP置於他的或她的頭部外面，如圖2所示。
為了提供傳遞函數HL和HR，數位訊號處理電路3L和3R具有此類FIR濾波器配置如圖3所示。在這配置中，由A/D轉換器產生的數字音頻信號(圖1)通過輸入端31提供至以串聯連接的多個延遲電路3D。來自輸入端31的信號輸出提供至乘法器電路3M。來自延遲電路3D的信號輸出分別提供至其他乘法器電路3M。乘法器3M的輸出通過加法器電路3A分別輸出至輸出端37。
各個延遲電路3D按一個採樣周期(單位周期)T延遲數字音頻信號SD。當將傳遞函數HL或HR轉換至時間軸時，各個乘法器電路3M在任何時間具有，作為一個係數，衝擊響應。
因此，在數位訊號處理電路3L和3R中必須使用許多分接頭(即，級數)，兩者都示於圖3。即，電路3L和3R必須具有許多延遲電路3D和許多乘法器電路3M。如，在任一個數位訊號處理電路中必須含有1024延遲電路和1024乘法器電路。
如果數位訊號處理電路3L和3R各自由DSP組成，則它們將需要大容量存儲器用於延遲電路3D。不可避免地，電路3L和3R的IC規模變大，成比例地增加電路3L和3R的製造費用。又，因為電路3L和3R各自需要許多乘法器電路3M，故處理步驟也增多。結果，信號在電路3L和3R中必須高速處理。這就提高了數位訊號處理電路3L和3R的操作費用。
發明內容
由於前述原因，提出了本發明。本發明一個目的是提供數位訊號處理裝置及其處理方法，其中濾波器分接頭數量即，延遲電路和乘法器電路可大大地減少。
本發明另一目的是通過使用用於處理數位訊號的裝置和方法來提供能以低成本而製造的頭戴耳機裝置，在此裝置中濾波器分接頭，延遲電路和乘法器電路等數量都可大大地減少。
按照本發明的數位訊號處理裝置的設計是再現代表聲傳遞特徵的衝擊響應。此裝置包含數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接聲頻部分的第一響應部分，另一個濾波器按不同的採樣速率再現代表衝擊響應的非直接聲頻部分的第二響應部分；產生延遲時間的採樣速率變化濾波器在一段延遲時間過去後，在第二響應部分中的反射的聲頻部分就開始。
按照本發明的數位訊號處理方法設計成再現代表聲傳遞特徵的衝擊響應。此方法包含激勵數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接聲頻部分的第一響應部分，和另一個濾波器按不同的採樣速率再現代表衝擊響應的非直接聲頻部分的第二響應部分；和激勵採樣速率變化濾波器，它產生延遲時間，在過一段延遲時間後第二響應部分中的反射的聲頻部分就開始。
按照本發明的頭戴耳機裝置具有數位訊號處理裝置用於再現代表聲傳遞特徵的衝擊響應。數位訊號處理裝置包含數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接聲頻部分，而另一個濾波器按不同的採樣速率再現代表衝擊響應的非直接聲頻部分的第二響應部分；和採樣速率變化濾波器，它產生延遲時間，在一段延遲時間過去後，在第二響應部分中的反射的聲頻部分就開始。
按照本發明，在處理數位訊號的裝置和方法中，具有不同採樣速率的二個數字濾波器分別再現第一響應部分和第二響應部分。第一響應部分代表衝擊響應的直接聲頻部分。第二響應部分代表衝擊響應的非直接聲頻部分。包括在第二響應部分中的反射的聲頻部分由採樣速率變化濾波器產生的延遲時間而加以延遲。因而，各個數字濾波器的分接頭數量可以減少。各個數字濾波器的電路規模因而降低，以降低各個數字濾波器的製造費用和功耗。結合使用數字濾波器的頭戴耳機裝置或揚聲器裝置可以低成本來製造。
圖1是常規頭戴耳機裝置的方塊圖；圖2是示出安置在聽眾M左前方位上的聲源SPL視圖；圖3是常規數字濾波器的電路圖；圖4是按照本發明的頭戴耳機裝置的方塊圖；圖5是代表衝擊響應的特徵圖；圖6是結合於頭戴耳機裝置中的數位訊號處理電路的電路圖；圖7是抽選濾波器的電路圖；
圖8是內插濾波器的電路圖；圖9是代表具有恆定群延遲時間的FIR濾波器的衝擊響應的特徵圖；圖10是再現來自雙通道立體聲音頻信號的聲音的頭戴耳機裝置的方塊圖；圖11示出聲源SPL和SPR分別安置在聽眾M的左前方和右前方位置上的系統；圖12圖示用於再現來自雙通道立體聲音頻信號的聲音的頭戴耳機裝置中的數位訊號處理裝置；圖13是設計成在一給定位置上形成兩隻揚聲器形式的聲象的數位訊號處理裝置的方塊圖；圖14示出聲源SPL和SPR分別安置在聽眾M的左前方和右前方位置上，從而在一給定的位置上再現等效的聲源SPX的系統；圖15是用於本發明另一實例的數位訊號處理電路的電路圖；和圖16是示於圖15的數位訊號處理電路的改進，此電路結合使用於從雙通道立體聲音頻信號中再現聲音的頭戴耳機裝置中。
具體實施例方式
實行本發明的最佳方式是結合使用按照本發明的數位訊號處理裝置的頭戴耳機裝置。此頭戴耳機裝置設計成在佩戴者頭部外面提供聲象。在結合使用於頭戴耳機裝置的數位訊號處理裝置中，濾波器分接頭即，延遲電路和乘法器電路數量可大大地減少。
圖4是頭戴耳機裝置的方塊圖。如圖4所示，模擬音頻信號SA通過輸入端1提供至A/D轉換器電路2，此電路將信號SA轉換為數字音頻信號SD。將此音頻信號SD提供至數位訊號處理電路30L和30R。在數位訊號處理電路30L和30R中，等效於傳遞函數HL和HR的衝擊響應予以卷積於信號SD。傳遞函數HL代表從聲象應置於其中的聲源擴展至聽眾左耳的路徑的傳遞特徵。傳遞函數HR代表從聲源擴展至聽眾右耳的路徑的傳遞特徵。此衝擊響應既可予以測量，也可予以計算。通過將傳遞函數HL和HR轉換到時間軸就可獲得衝擊響應。
將簡單解釋衝擊響應，此衝擊響應是對具有足夠小寬度的小的脈衝的響應。從聲源傳播至如聽眾室中聽眾的二隻耳朵的衝擊響應可考慮由3個部分組成，如圖5所示。第一部分a.(直接的聲頻部分)從聲源直接傳播至聽眾耳朵。第二部分b.(微聲頻部分)在反射的聲音到達聽眾耳朵之前，具有的衝擊響應級幾乎保持為零。第三部分c.(反射的聲頻部分)由房間的牆壁，天花板之類所反射和然後到達聽眾的耳朵。圖5的衝擊響應特徵(以後將詳細討論)可認為由下面兩個響應部分組成。第一響應部分(a)是直接的聲頻部分。第二響應部分(b)+(c)是非直接的聲頻部分。第二響應部分是由微聲頻部分(b)和反射的聲頻部分(c)所組成。反射的聲頻部分(c)相對於直接的聲頻部分(a)延遲了微聲頻部分(b)的持續時間。
在頭戴耳機裝置中，數位訊號處理電路30L和30R各自具有數字濾波器。數字濾波器具有不同的採樣速率。電路30L的數字濾波器和電路30R的數字濾波器分別再現第一響應部分和第二響應部分。第一響應部分代表衝擊響應的直接聲頻部分，和第二響應部分代表衝擊響應的非直接聲頻部分。第二響應部分的反射的聲頻部分由具有規定的延遲時間的濾波器予以延遲。
數位訊號處理電路30L將等效於傳遞函數HL的衝擊響應與信號SD卷積，產生信號SDoL。同樣，數位訊號處理電路30R將等效於傳遞函數HR的衝擊響應卷積於信號SD，產生信號SDoR。信號SDoL和信號SDoR分別提供至D/A轉換器電路4L和4R。電路4L將信號SDoL轉換為模擬音頻信號SAoL。電路4R將信號SDoR轉換為模擬音頻信號SAoR。信號SAoL通過頭戴耳機放大器5L提供至頭戴耳機6的左面聲頻單元6L。信號SAoR通過頭戴耳機放大器5R提供至頭戴耳機6的右面聲頻單元6R。
因此，頭戴耳機6再現通過具有傳遞函數HL和HR的路徑的聲音。因而此再現的聲音在佩戴頭戴耳機6的聽眾M的頭部外面形成聲象。
在頭戴耳機裝置中內含的數位訊號處理電路30L和30R具有同樣的結構，示於圖6。在各個數位訊號處理電路中，具有第一採樣速率的第一數字濾波器32再現衝擊響應的第一響應部分。具有第二採樣速率的第二數字濾波器34再現衝擊響應的第二響應部分。第二採樣速率是第一採樣速率的1/n(n是2或更大些)。第一數字濾波器和第二數字濾波器是串聯連接的。一隻下採樣濾波器33連接至第一和第二數字濾波器32和34之間。濾波器33將第一採樣速率降低至第二採樣速率。一隻上採樣濾波器35連接至第二數字濾波器34的輸出。上採樣濾波器35將第二採樣速率提升回到第一採樣速率。下採樣濾波器33和上採樣濾波器35提供延遲時間，此延遲時間用來延遲第二響應部分的反射的聲頻部分。
數字音頻信號SD通過輸入端31提供至第一數字濾波器32。第一數字濾波器32再現直接的聲頻部分(a)，示於圖5，其響應快於衝擊響應的其他部分。第一數字濾波器32輸出代表直接的聲頻部分(a)的響應特徵和延遲時間。
在第一數字濾波器32中，來自埠31的信號SD提供至串聯連接的予定的個數的延遲電路321。信號S321由最後的延遲電路來輸出。信號SD也提供至乘法器電路322。乘法器電路322的輸出提供至加法器電路323。延遲電路321的輸出提供至其他乘法器電路322，一條延遲電路對著一個乘法器電路322。乘法器電路322的輸出提供至加法器電路323，一條乘法器電路對著一個加法器電路323。各個加法器電路323將兩個輸入加起來。任一加法器電路，除了最後的加法器電路之外，將兩個輸入的和輸出至下一個加法器電路323。最後的加法器電路產生信號S323。
延遲電路321按採樣周期(單位時間)T來延遲數字音頻信號SD。乘法器電路322各自有一個係數，該係數是直接聲頻部分的衝擊響應，它等效於傳遞函數HL或HR。如果信號SD的採樣頻率是48KHz，如第一數字濾波器具有40至200分接頭。
因此，信號S321是通過延遲模擬音頻信號SA來取得的一個信號，其延遲時間等於將再現的衝擊響應的直接的聲頻部分的持續時間。因而，信號S321具有高頻帶分量和低頻帶分量。信號S323對應於衝擊響應部分，它響應快於其他部分。因此，信號S323大部分是模擬音頻信號SA的高頻帶分量。
由最後的延遲電路321所輸出的信號S321提供至下採樣濾波器33或抽選濾波器。下採樣濾波器33將信號S321轉換為具有採樣速率1/n(n是2或更大些)的數位訊號S33，如1/2。即，抽出對應於信號SA低頻帶分量的信號S321作為信號S33。
信號S33提供至第二數字濾波器34。第二數字濾波器34再現將再現的衝擊響應的圖5中反射的聲頻部分(c)，其響應更慢於衝擊響應的其他部分。第二數字濾波器34輸出代表反射的聲頻部分(c)的響應特徵和延遲時間的數據。
在第二數字濾波器34中，由下採樣濾波器33所產生的信號S33提供至規定個數的串聯連接的延遲電路341。此信號S33也提供至乘法器電路342。乘法器電路342的輸出提供至加法器電路343。延遲電路341的輸出提供至其他的乘法器電路342，一個延遲電路對著一個乘法器電路342。乘法器電路342的輸出提供至其他的加法器電路343，一個乘法器電路對著一個加法器電路343。各個加法器電路將兩個輸入相加。任一加法器電路343，除了最後的加法器電路之外，將兩個輸入的和輸出至下一個加法器電路323。最後的加法器電路343產生信號S34。
延遲電路341按採樣周期(單位時間)2T來延遲數字音頻信號S33，因為n＝2。乘法器電路各自有一個係數。如果傳遞函數HL或HR轉換為時間軸，則此係數是信號SA具有的低頻帶分量的衝擊響應。如果信號SD的採樣頻率是如48KHz，則第二數字濾波器34具有400個至成千個分接頭。
因此，信號S34對應於FIR濾波器的衝擊響應的那部分，其響應慢於其他部分。因此，信號S34的大部分是模擬音頻信號SA的低頻帶分量。
信號S34提供至上採樣濾波器35，或內插濾波器，它具有如數字音頻信號SD相同的採樣速率。信號S34提供至加法器電路36。來自第一數字濾波器32的信號S323也提供至加法器電路36。加法器電路36將兩個輸入相加，產生信號S36。信號S36從數位訊號處理電路的輸出端37輸出。
如上所示，由最後的延遲電路321所輸出的信號S321在其轉換成具有採樣速率1/n(n是2或更大些，如2)的數位訊號S33之後通過抽選濾波器33提供至第二數字濾波器34。信號S321必須轉換的原因下面將解釋。
如果數字濾波器是FIR濾波器，為了再現通過它的任何信號的頻率特徵，其需要的分接頭數量取決於指派給其的頻段。頻段愈高，所需的分接頭愈少。相反，頻段愈低，分接頭數量愈大。
這說明模擬音頻信號SA的高頻段分量是FIR濾波器輸出部分，該濾波器響應很快。響應慢的FIR濾波器的輸出部分，如果再現模擬音頻信號SA的低頻段分量，該濾波器只能提供高傳真衝擊響應。
抽選濾波器33將信號S321轉換為具有如1/2採樣速率的數位訊號S33。數位訊號S33提供至第二數字濾波器34。第二濾波器34再現響應慢的衝擊響應的部分(即，圖5所示的反射的聲頻部分(c))。濾波器34輸出代表反射的聲頻部分(c)的響應特徵。響應快的FIR濾波器輸出部分按第一採樣速率進行處理，同時響應慢的FIR濾波器的部分按第一採樣速率的1/n的第二採樣速率來處理。因而抽選濾波器33的分接頭數必須要比其他少。
採樣速率變化濾波器，或抽選濾波器33和內插濾波器35的組合具有提供插入於直接的聲頻部分(a)和反射的聲頻部分(c)之間微聲頻部分(b)的功能。換句話說，包括在第二響應部分的反射聲頻部分按採樣速率變化濾波器的抽選濾波器33和內插濾波器所產生的延遲時間加以延遲。還可以說，微聲頻部分(b)即，第二響應部分是通過使用由抽選濾波器33和內插濾波器35所產生的延遲時間而產生的。
將詳細解釋衝擊響應的直接的聲頻部分，微聲頻部分和反射的聲頻部分，參照圖5示出的衝擊響應，其從聲源傳播至收聽室中聽眾的兩隻耳朵。如上所述，衝擊響應由3個連續的部分組成。第一部分是直接聲頻部分(a)，示於圖5，它直接從聲源傳播至聽眾的耳朵。第二部分是微聲頻部分(b)，示於圖5，在反射的聲音到達聽眾耳朵之前，其衝擊響應級保持為幾乎是零。第三部分是反射的聲頻部分(c)，示於圖5，它由聽眾室的牆壁，天花板之類所反射出來，然後到達聽眾耳朵。
由於響應時間和頻率特徵的關係，直接的聲頻部分(a)具有的寬頻段比聲源的要小，因為它很少降級頻率特徵。對比之下，反射的聲頻部分(c)會降級頻率特徵，特別是高頻段特徵，因為它是由收聽室的牆壁，天花板之類反射出來的。因此，響應快的衝擊響應那部分必須由模擬音頻信號SA高頻段和低頻段兩種分量來再現。另一方面，響應慢的衝擊響應那部分只由模擬音頻信號SA的低頻段分量來再現。由這兩部分組成的衝擊響應整體來看具有高保真度。
考慮到衝擊響應從聲源傳播到收聽室中聽眾的兩隻耳朵。衝擊響應這部分，這是幾乎微聲的(即，部分(b)，示於圖5)，具有非常低的脈衝電平。因而，有必要為這部分衝擊響應只再現延遲時間。
抽選濾波器33是FIR濾波器，如圖7所示。來自第一數字濾波器33延遲電路321的信號輸出S321通過輸入端提供至多個串聯連接的延遲電路331。信號S321從輸入端331提供至乘法器電路332。延遲電路331的輸出提供至其他乘法器電路，一個延遲電路對著一個乘法器332。第一乘法器332輸出和第二乘法器輸出提供至加法器電路333。存下的乘法器電路332的輸出提供至其他加法器電路333，一個乘法器電路對著一個加法器電路333。任何加法器電路輸出，除了最後一個加法器外，提供至下一個加法器電路。最後加法器電路333提供至開關334具有的固定觸點a。開關334具有的其他固定觸點b連接至接地。開關334的可動觸點連接至第二數字濾波器34。可動觸點c在採樣頻率fs上切換。因而，開關334提供具有1/2採樣速率的數位訊號S33至第二數字濾波器34。注意，抽選濾波器33是LPF，其截止頻率fc為10KHz。乘法器電路332的係數在抽選濾波器33中設定。在抽選濾波器33中，不論頻段如何，串聯連接的延遲電路具有恆定的延遲特徵。如果抽選濾波器33具有分接頭為奇數，就第{(奇數+1)/2}個乘法器電路而言，一組乘法器電路332的係數與另一組乘法器電路332的係數是對稱的。甚至於如果抽選濾波器33具有偶數的分接頭，一組乘法器電路332的係數與另一組乘法器電路332聽係數也是對稱的。即，乘法器電路332具有同樣的群延遲特徵。以後再解釋群延遲特徵。
內插濾波器35是FIR濾波器，如圖8所示。由數字濾波器34所產生的信號S34通過開關350的固定觸點提供至多個串聯連接的延遲電路351。信號S34也提供至乘法器電路352。延遲電路351的輸出提至其他乘法器電路352，一個延遲電路對著一個乘法器電路352。第一乘法器電路352輸出和第二乘法器電路352輸出提供至加法器電路353。其餘乘法器電路352輸出提供至其他加法器電路353，一個乘法器電路對著一個加法器電路353。任何加法器電路353的輸出，除了最後的加法器電路外，都提供至下一個加法器電路。最後的加法器電路353輸出提供至輸出端36。開關350還有另一個固定觸點b，它連接至接地。可動觸點c是在採樣頻率fs上切換。因而，開關350將數字濾波器34轉換為信號S35，其具有如數字音頻信號SD同樣的採樣速率。信號S35提供至輸出端36。注意，內插濾波器35也是LPF，其截止頻率fc為10KHz。如在抽選濾波器33，不論頻段如何，串聯連接的延遲電路351具有恆定特徵。如果內插濾波器35具有奇數分接頭，相對於第(奇數+1)/2的乘法器電路而言，一組乘法器電路352的係數是對稱於另一組乘法器電路332的係數，甚至於如果內插濾波器35具有偶數分接頭，一組乘法器電路352的係數與另一組乘法器電路332的係數是對稱的。即，乘法器電路352具有同樣的群延遲特徵。
圖9示出FIR濾波器用作為提取濾波器33和內插濾波器35的衝擊響應。此衝擊響應具有頻率特徵為10KHz的截止頻率和限定恆定的群延遲特徵的係數。
恆定的群延遲特徵說明二個問題。第一，不論頻段如何，延遲特徵是恆定的。第二，如果濾波器具有奇數分接頭，根據乘法係數，一組乘法器電路與另一組乘法器電路352是對稱的。如果濾波器分接頭為偶數，二組乘法器電路根據倍增係數當然也是對稱的。
從圖9中看出，如一隻FIR濾波器具有2t分接頭，則其群延遲時間對應於t分接頭。如果FIR濾波器是10KHz截止頻率的LPF，並且具有100個分接頭和恆定的頻率特徵，則抽選濾波器33和內插濾波器35各自具有50個分接頭和延遲時間約為1mscc。這些濾波器的總延遲為2mscc。因而，由FIR濾波器群延遲特徵所決定的延遲時間可以做得等於衝擊響應微聲頻部分的持續時間。然後，抽選濾波器和內插濾波器不僅進行下採樣，還能再現衝擊響應微聲頻部分的衝擊響應。
如上段所解釋，FIR濾波器，即，抽選濾波器或內插濾波器的延遲時間可以做得等於衝擊響應微聲頻部分接續時間。另外，FIR濾波器的延遲時間可以做得短於衝擊響應微聲頻部分的持續時間。在這種情況下，脈衝響應的反射的聲頻部分已被抽樣，將彌補FIR濾波器的延遲時間不足。
在此配置中，圖6的數字濾波器將衝擊響應等效於具有傳遞函數HL或HR的直接的聲頻部分，與在模擬音頻信號SA的直接的聲頻部分券積。示於圖6的數字濾波器32和34卷積此衝擊響應，在模擬音頻信號SA中，它等效於具有傳遞函數HR或HL的反射的聲頻部分。下採樣濾波器33和內插濾波器35卷積此衝擊響應，其等效於微聲頻部分。
有關直接的聲頻部分的信號S323和關微聲頻部分和反射的聲頻部分的信號S34提供至加法器電路36並進行相加。來自加法器36的信號S36的輸出是通過將衝擊響應卷積於模擬音頻信號SA而產生的信號，通過將傳遞函數HL和HR轉換成時間軸可取得衝擊響應。
信號S36是數位訊號處理電路30L或30R的輸出。參照圖4所解釋，信號S36提供至D/A轉換器電路4L或4R。當頭戴耳機6再現模擬音頻信號時，由信號SA所限定的聲象就處在聽眾頭部的外面。
這樣，當頭戴耳機6再現模擬音頻信號SA時，數位訊號處理電路30L和30R起到將聲象置於收聽者頭部的外面。數字濾波器32和43對在信號SA的直接的聲頻部分進行卷積，以將聲象提供於收聽者頭部外面。因為數字濾波器34的採樣速率減至原來的率的一半(1/2)，所以濾波器34的分接頭數可以降低。又，下採樣濾波器33和內插濾波器35可再現微聲頻部分的衝擊響應，故數字濾波器的分接頭數也可減少。
如果組成數位訊號處理電路3L和3R的數字濾波器具有參照圖3所規定的1024分接頭，和如果示於圖6的數字濾波器32具有128分接頭，則數字濾波器34將有896分接頭(＝1024-128)。
然而，如果響應時間保持不變，因為採樣頻率是1/2，所以數字濾波器34的分接頭數是1/2。分接頭數可減少至448。結果，數字濾波器32和34的分接頭數減少至576(＝128+488)。
假設提供至第100至第200分接頭的數據是微聲數據。然後如果它們的群延遲是恆定的，每個為1ms，數字濾波器32具有100分接頭，抽選濾波器33和內插濾波器35各具有100分接頭，因為數字濾波器34具有採樣頻率為1/2，如果響應時間保持不變，分接頭數可從824(＝1024-100-100)減少至412。這樣濾波器32和34的分接頭總數可減少至512(＝100+412)。
現在數字濾波器34的分接頭數是減少了，數位訊號處理電路30L和30R可以是較小的規模。如果電路30L和30R是DSP，存儲器即延遲電路321和延遲電路341隻須要較小的存儲容量。任一數位訊號處理電路的IC規格可以減小。因為數位訊號處理電路30L和30R的製造成本可以降低，從而電路30L和30R的功耗也可降低。
在數位訊號處理電路30L和30R結合使用數字濾波器，頭戴耳機6提供的聲象在佩戴此耳機的聽眾的頭部外面。因為電路30L和30R可以低成本來製造，就有可能降低頭戴耳機裝置的製造成本。
圖10是頭戴耳機裝置的方塊圖，此裝置可再現來自二通道立體聲音頻信號的聲音。象圖4的頭戴耳機裝置，此頭戴耳機裝置設計成將聲象定位於聽眾頭部的外面。按照本發明，它也結合使用數位訊號處理裝置。這樣用於此裝置的濾波器具有比常規濾波器少得多的分接頭，即延遲電路和乘法器電路(圖3)。
如圖10所示，左通道模擬音頻信號SAL和右通道模擬音頻信號SAR通過輸入端1L和1 R分別提供至A/D轉換器電路2L和2R。A/D轉換器電路2L將信號SAL轉換為數字音頻信號。A/D轉換器電路2R將信號SAR轉換為數字音頻信號SDR。信號SDL提供至數位訊號處理電路30LL和30LR。信號SDR提供到數位訊號處理電路30RL和30RR。
數位訊號處理電路30LL，30LR，30RL和30RR如同圖6所示的數位訊號處理電路30L和30R具有同樣的配置。30LL，30LR，30RL和30RR處理音頻信號SL和SR，產生信號，頭戴耳機6從此信號再現音頻信號SDL和SDR，以提供由揚聲器提供的相似的聲場，或聲象置於聽眾頭部的外面。
在圖11中系統所示，該系統包含聲源SPL和SPR，分別放置在聽眾M左前方和右前方位置，來自聲源的聲音輸出沿著具有傳遞函數HLL的路徑傳播至聽眾的左耳和沿著具有傳遞函數HLR的路徑傳播至聽眾的右耳。另一方面，來自聲源SPR的聲音輸出沿著具有傳遞函數HRL的路徑至聽眾的左耳和沿著具有傳遞函數HRR的路徑至聽眾的右耳。傳遞函數HLL，HLR，HRL，HRR定義如下HLL從聲源SPL至左耳的傳遞函數HLR從聲源SPL至右耳的傳遞函數HRL從聲源SPR至左耳的傳遞函數HRR從聲源SPR至右耳的傳遞函數數位訊號處理電路30LL將衝擊響應與信號SDL卷積，通過將傳遞函數HLL轉換到時間軸，就可獲得響應。數位訊號處理電路30LR將衝擊響應與信號SDL卷積，通過將傳遞函數HLR轉換為時間軸，就可獲得響應。數位訊號處理電路30RL將衝擊響應與信號SDR卷積，通過將傳遞函數HRL轉換為時間軸，就可獲得響應。數位訊號處理電路30RR將衝擊響應卷積於信號SDR，通過將傳遞函數HRR轉換為時間軸，就可獲得響應。數位訊號處理電路30LL和30RL的輸出信號提供至加法器電路7L和相加在一起。數位訊號處理電路30LR和30RR的輸出信號提供至加法器電路7R和相加在一起。加法器電路7L和7R的輸出信號分別提供至D/A轉換器電路4L和4R。D/A轉換器電路4L將輸入信號轉換為模擬音頻信號SL。D/A轉換器電路4R將輸入信號轉換為模擬音頻信號SR。信號SL和SR通過頭戴耳機放大器5L和5R分別提供至頭戴耳機6的左和右聲頻單元6L和6R。
這樣，頭戴耳機6提供類似於由二隻揚聲器的聲場，此兩隻揚聲器放置在聽眾M的左前方和右前方，並分別供以音頻信號SAL和SAR。結果，聲象置於聽眾的頭部外面。
如上所規定，數位訊號處理電路30LL，30LR，30RL和30RR如同圖6所示的數位訊號處理電路30L和30R具有同樣的配置。數位訊號處理電路30LL，30LR，30RL和30RR可有較小的規模。各個數位訊號處理電路的電路規模可以減小。因而，數位訊號處理電路30LL，30LR，30RL和30RR的製造成本可以減少，並且這些電路30LL，30LR，30RL和30RR的功耗也可減少。
數位訊號處理電路30LL和30RL組成的結構如圖12所示。數位訊號處理電路30LR和30RR也可組成同一的結構34(圖12)。
從圖4和圖6中看到，數位訊號處理電路30L和延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33具有同樣的信號，這些信號均由數位訊號處理電路30R的延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33來處理。因此，數位訊號處理電路30L和30R可共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33，如圖12所示。
同樣的理由，數位訊號處理電路30LL和30LR可共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33。更又，數位訊號處理電路30RL和30RR可共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33。此發明還可應用在多通道立體聲音頻信號中(如四通道立體聲音頻信號或更多通道立體聲音頻信號)。
圖10的頭戴耳機裝置使用此類數字濾波器，使聲象定位於聽眾頭部的外面。因此它能以低成本來製造。
圖13描述了數位訊號處理電路設計成在一給定位置上形成二隻揚聲器形式的聲象。圖13示出，模擬音頻信號SA通過輸入端1提供至A/D轉換器電路2。電路2將信號SA轉換為數字音頻信號SD。信號SD提供至數位訊號處理電路30L和30R。數位訊號處理電路30L將衝擊響應與信號SD卷積，通過將傳遞函數轉換到時間軸，就可獲得該響應。數位訊號處理電路30R將衝擊響應與信號SD卷積，通過將傳遞函數轉換到時間軸，就可得到響應(傳遞函數往後再述)。
數位訊號處理電路30L和30R的輸出信號分別提供至D/A轉換器電路4L和4R。電路4L和4R將輸入信號轉換為模擬聲頻信號SA。模擬聲頻信號SA通過揚聲器放大器8L和8R分別提供至左通道揚聲器9L和右通道揚聲器9R。
數位訊號處理電路30L和30R以下面所述的規定方式來處理數字音頻信號SD。在圖14所示的系統中，它包含聲源SPL和SPR，它們分別放置在聽眾M的右前方和左前方，聲源可在任何所需的位置上予以再現。此系統有下述6種傳遞函數HLL從聲源SPL至左耳的傳遞函數
HLR從聲源SPL至右耳的傳遞函數HRL從聲源SPR至左耳的傳遞函數HRR從聲源SPR至右耳的傳遞函數HXL從聲源SPX至左耳的傳遞函數HXR從聲源SPX至右耳的傳遞函數SPL＝(HXL×HRR-HXR×HRL)/(HLL×HRR-HLR×HRL)×SPX(1)SPR＝(HXR×HLL-HXL×HLR)/(HLL×HRR-HLR×HRL)×SPX(2)這樣，有關聲源SPX的音頻信號SXA通過具有公式(1)的傳遞函數的濾波器提供至位於聲源SPL的揚聲器，通過具有公式(2)傳遞函數的濾波器提供至位於聲源SPR的揚聲器。然後，由音頻信號SX所限定的聲象或位於聲源SPX。
數位訊號處理電路30L將衝擊響應卷積於數字音頻信號SD中，通過將公式(1)傳遞函數項轉換成時間軸，就可得到響應。同樣，數位訊號處理電路30R將衝擊響應卷積於數數字音頻信號SD，通過將公式(2)的傳遞函數項轉換為時間軸，就可獲得響應。數位訊號處理電路30L和30R具有同樣的配置，如圖6所示。這樣，由模擬音頻信號SA所限定的聲象在聲源SPX上來提供。
數位訊號處理電路30L和30R具有同樣結構，如圖6所示。各個數位訊號處理電路的電路規模可以減小。因為數位訊號處理電路30L和30R的製造成本可以降低，所以電路30L和30R的功耗也可減少。
數位訊號處理電路30L和30R可以同樣方法共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33，如圖12所示的同樣方法。
同樣理由，數位訊號處理電路30LL和30LR可共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33。此外，數位訊號處理電路30RL和30RR可共享延遲電路321，延遲電路341和抽選濾波器33。
又，本發明可應用於多通道立體聲音頻信號(如，4通道立體聲音頻信號或更多通道的立體聲音頻信號。
圖15示出用於本發明另一實例的數位訊號處理電路。此數位訊號處理電路在有些方面不同於圖4所示的數位訊號處理電路30L和30R。即，改變第一採樣速率至第二採樣速率的下採樣濾波器33連接至第二數字濾波器34的輸入，而改變第二抽樣率回到第一採樣速率的上採樣濾波器35連接至第二數字濾波器34的輸出。這樣，採樣濾波器335和35將第二數字濾波器34並聯地連接至第一數字濾波器32。第二響應部分的反射的聲頻部分加以延遲，延遲時間由下採樣濾波器33和上採樣濾波器34所限定。
來自A/D轉換器電路2的數字音頻信號SD輸出通過輸入端31提供至第一數字濾波器32。第一數字濾波器32再現響應較快的衝擊響應部分，即直接的聲頻部分。直接聲頻部分提供至加法器36。
數字音頻信號SD也提供至抽選濾波器33。抽選濾波器以低的採樣速率對信號SD採樣。這群處理過的信號SD被提供至第二數字濾波器34。對應於響應較慢的衝擊響應部分的衝擊響應與信號SD卷積。信號SD提供至內插濾波器35。內插濾波器35改變信號SD的採樣速率回到原來的率。內插濾波器35的輸出信號提供至加法器電路36。如果加法器電路36將由第一數字濾波器提供的信號和內插濾波器35的信號相加，則由濾波器32的34所提供的衝擊響應將重迭，就不能再現所需的衝擊響應。
為了再現所需的衝擊響應，抽選濾波器和內插濾波器將由具有恆定的群延遲特徵的FIR濾波器來組成。抽選濾波器和內插濾波器因此具有的延遲時間幾乎等於在衝擊響應反射的聲頻部分再現之前所過去的時間。更精確地說，抽選濾波器和內插濾波器因而具有的延遲時間是直接的聲頻部分(a)和微聲頻部分(b)的和，示於圖5。
不需要係數與衝擊響應的微聲頻部分卷積。微聲頻部分只需要加以延遲。抽選濾波器33和內插濾波器35可配置為具有包括該部分的整個微聲頻部分的延遲時間。數位訊號處理電路30L和30R加以組合以提供圖16的布局，在圖10的頭戴耳機裝置中，它再現兩通道立體聲音頻信號和它是等效於聲源SPL和SPR如圖11所示的配置。
在上述討論的實例中，對抽選濾波器33和內插濾波器35施加延遲時間以提供微聲頻部分和與數字濾波器34的延遲時間加以區別。然而，本發明不限於這些實例。抽選濾波器34包括一部分抽選濾波器34和一部分內插濾波器35。
產生衝擊響應的反射的聲頻部分的一部分數字濾波器34也結合使用於一部分抽選濾波器和/或一部分內插濾波器35。
在上述的實例中，抽選濾波器33和內插濾波器35是FIR濾波器。替而代之，也可以是具有恆定的群延遲特徵的其他類型濾波器如IIR濾波器或梯形濾波器。
權利要求
1.數位訊號處理裝置用於再現代表聲傳遞特徵的衝擊響應，這裝置包含數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接的聲頻部分的第一響應部分，另一個濾波器按不同的採樣速率再現代表衝擊響應的非直接的聲頻部分的第二響應部分；和採樣速率變化濾波器，它產生延遲時間，在這段延遲時間過去後，第二響應部分中的反射的聲頻部分開始。
2.按照權利要求1的數位訊號處理裝置，其特徵在於數字濾波器包括第一數字濾波器它有第一採樣速率和由第一響應部分所代表的濾波器特徵；和第二數字濾波器它有第二採樣速率和由第二響應部分所代表的濾波器特徵，第二採樣速率是第一採樣速率的1/n(n是2或更大些)。
3.按照權利要求2的數位訊號處理裝置，其特徵在於採樣速率變化濾波器包含下採樣濾波器，可將第一採樣速率降低至第二採樣速率，和上採樣濾波器可將第二採樣速率提高至第一採樣速率；下採樣濾波器和上採樣濾波器提供延遲時間，在這段延遲時間過去後第二響應部分中反射的聲頻部分開始。
4.按照權利要求3的數位訊號處理裝置，其特徵在於，第一數字濾波器的延遲輸出提供至下採樣濾波器，而下採樣濾波器的輸出提供至第二數字濾波器，第二數字濾波器的輸出提供至上採樣濾波器，第一數字濾波器輸出和上採樣濾波器輸出相加，產生一信號，此信號從數位訊號處理裝置輸出。
5.按照權利要求3的數位訊號處理裝置，其特徵在於，輸入信號提供至第一數字濾波器和下採樣濾波器，下採樣濾波器輸出提供至第二數字濾波器，代表第二採樣速率的信號提供至上採樣濾波器，以及第一數字濾波器輸出和上採樣濾波器輸出相加，產生一信號，此信號從數位訊號處理裝置輸出。
6.按照權利要求1的數位訊號處理裝置，其特徵在於，採樣速率變化濾波器具有一恆定的群延遲時間。
7.按照權利要求1的數位訊號處理裝置，其特徵在於採樣速率變化濾波器是FIR濾波器。
8.用於再現代表聲傳遞特徵的衝擊響應的數位訊號處理方法，此方法包含激勵數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接的聲頻部分的第一響應部分，而另一個濾波器按不同的採樣速率再現代表衝擊響應的非直接的聲頻部分的第二響應部分；和激勵採樣速率變化濾波器，它產生一個延遲時間，在這段延遲時間過去後，第二響應部分中反射的聲頻部分就開始。
9.具有數位訊號處理裝置的頭戴耳機裝置，用於再現代表聲頻傳遞特徵的衝擊響應，此裝置包含數字濾波器，其中之一按採樣速率再現代表衝擊響應的直接的聲頻部分的第一響應部分，和另一個濾波器按不同的抽樣率再現代表衝擊響應的非直接的聲頻部分的第二響應部分；和採樣速率變化濾波器產生延遲時間，在這段延遲時間過後，第二響應部分中反射的聲頻部分開始。
10.按照權利要求9的頭戴耳機裝置，其特徵在於數字濾波器包括第一數字濾波器具有第一採樣速率和由第一響應部分所代表的濾波器特徵；和第二數字濾波器具有第二採樣速率和由第二響應部分所代表的濾波器特徵，第二採樣速率是第一採樣速率的1/n(n是2或更大些)。
11.按照權利要求10的頭戴耳機裝置，其特徵在於採樣速率變化濾波器包含可將第一採樣速率降低至第二採樣速率的下採樣濾波器，和可將第二採樣速率提高至第一採樣速率的上採樣濾波器；以及下採樣濾波器和上採樣濾波器提供延遲時間，在這段延遲時間過去後，第二響應部分中反射的聲頻部分就開始。
12.按照權利要求11的頭戴耳機裝置，其特徵在於第一數字濾波器的延遲輸出提供至下採樣濾波器，下採樣濾波器的輸出提供到第二數字濾波器，第二數字濾波器輸出提供至上採樣濾波器，並且第一數字濾波器輸出和上採樣濾波器輸出相加，產生一信號，此信號從數位訊號處理裝置輸出。
13.按照權利要求11的頭戴耳機裝置，其特徵在於輸入信號提供至第一數字濾波器和下採樣濾波器，下採樣濾波器輸出提供至第二數字濾波器，代表第二採樣速率的信號提供至上採樣濾波器，第一數字濾波器輸出和上採樣濾波器輸出相加，產生一信號，其從數位訊號處理裝置輸出。
14.按照權利要求9的頭戴耳機裝置，其特徵在於採樣速率變化濾波器具有恆定的群延遲時間。
全文摘要
在數位訊號處理裝置中，第一數字濾波器再現響應快的衝擊響應那部分，抽選濾波器將第一數字濾波器的延遲器件的輸出轉換至具有採樣速率如1/2的數位訊號。此數位訊號提供至第二數字濾波器。第二數字濾波器再現響應慢的衝擊響應那部分和輸出代表衝擊響應這部分響應特徵的數據。內插濾波器將輸入信號轉換為具有如同數字音頻信號輸入至數位訊號處理裝置的同樣的採樣速率的信號。內插濾波器的輸出信號提供至加法器電路。
文檔編號H04S1/00GK1649448SQ200410097499
公開日2005年8月3日 申請日期2004年11月29日 優先權日2003年11月28日
發明者山田裕司, 衝本越 申請人:索尼株式會社