電壓控制振蕩器、單片微波集成電路及高頻無線裝置的製作方法

2023-08-09 14:04:31 4

專利名稱：：電壓控制振蕩器、單片微波集成電路及高頻無線裝置的製作方法
技術領域：
：本發明涉及電壓控制振蕩器、MMIC(單片微波集成電路)及高頻無線裝置，尤其涉及微波/毫米波區域中工作的電壓控制振蕩器、MMIC及高頻無線裝置。
背景技術：
：隨著車載雷達或便攜電話等高頻無線裝置的普及，對輸出頻率超過1GHz的振蕩器的高性能化要求越來越高。振蕩器指的是在電^各內部產生高頻電信號的振蕩，並向外部發送高頻電信號的電路。特別是設有用於改變輸出頻率的控制電壓端子的振蕩器被稱為VCO(VoltageControlledOscillator:電壓控制振蕩器)。在振蕩器的內部裝有用於放大高頻電信號的電晶體等有源元件和用於產生特定頻率的高頻電信號的振蕩的諧振器。為了實現輸出可變功能，VCO主要內置具有變容二極體(可變電容)的可變諧振器，通過對變容二極體施加控制電壓改變變容二極體的電容來改變輸出頻率。在VCO中要重視的特性是相位噪聲和輸出頻率。相位噪聲是表示輸出頻率的穩定性的指標。在採用高頻無線裝置作為雷達或通信裝置時對測距精度及通信誤碼率產生影響，因此相位噪聲優選更低的值。控制VCO的相位噪聲的一種方法是改善諧振器的Q值(表示諧振器對於特定頻率的電信號能夠蓄積的能量的指標)。作為該方法之一例，報告了在諧振器使用多個短截線(stub)來作成具有高的Q值的諧振器的方法(例如，參照非專利文獻l)。此外，作為控制VCO的相位噪聲的另一方法，有才艮據稱為二次諧波信號、三次諧波信號、■■■的高次諧波信號抑制VCO內部的電晶體的諧振器側端子上的電壓發生變化的現象的方法(例如，參照非專利文獻2)。如此對抑制相位噪聲的方法相關的提案數目很多，但是輸出頻率超過30GHz的VCO中，難以作成具有高的Q值的諧振器，得不到充分低的相位噪聲特性。此外，VCO最好直接輸出高頻無線裝置處理的頻率的信號。通過使用倍頻器(frequencymultiplier),也可使用輸出比無線裝置所處理的頻率低的頻率的信號的VCO,但是無線裝置的結構變複雜，因此不利於低成本化。在發展無線裝置的高頻化的今天，希望提高VCO的輸出頻率。非專利文獻1:"ALowPhaseNoise19GHz-bandVCOusinaTwoDifferentFrequencyResonators",IEEEMTT-SInt.MicrowaveSymp.Digest,pp,2189-2191，2003年非專利文獻2:"將高次諧波負載最優化的Ka波段二次諧波振蕩器"信學技報，VoU07,No.355，pp.29-32，2007年11月隨著輸出頻率的提高，原理上VCO的相位噪聲增加即劣化。而且如果成為毫米波段以上的輸出頻率(超過30GHz),就難以作成具有高的Q值的諧振器，無法作成具有充分低的相位噪聲特性的VCO。在非專利文獻l中記載的、使用多個諧振器的方法中，僅改善基波頻率即振蕩頻率中的Q值，無法將高次諧波頻率中電路的負載最優化。此外，在非專利文獻2中記載的、抑制高次諧波信號產生的電壓變動的方法中，僅考慮高次諧波頻率中的電路負載，無法改善基波頻率中的Q值。因此，在這些方法中，存在特別是輸出頻率超過大致30GHz的VCO中得不到充分低的相位噪聲特性的問題。
發明內容本發明為了解決上述問題構思而成，其目的在於得到即使在微波5段(1GHz以上)或毫米波段(30GHz以上)的輸出頻率中，也可以實現低的相位噪聲特性的電壓控制振蕩器(VCO)、MMIC(單片微波集成電路)及高頻無線裝置。本發明的具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端開路短截線並寫關連接於所述可變諧振器上，所述前端開路短截線的長度最長也是在高次諧波信號的1/4波長的奇數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的1/4波長的奇數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。此外，本發明的具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端短路短截線並聯連接於所述可變諧振器上，所述前端短路短截線的長度最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。(發明效果)本發明的具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端開路短截線並聯連接於所述可變諧振器上，所述前端開^各短截線的長度最長也是在高次諧波信號的1/4波長的奇數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的1/4波長的奇數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。此外，本發明的具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端短路短截線並聯連接於所述可變諧振器上，所述前端短路短截線的長度最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。從而，即使在微波段(lGHz以上)或毫米波段(30GHz以上)的輸出頻率中也可實現低的相位噪聲特性。圖1是表示本發明實施方式1的追加二次諧波中線路長度為X/4的前端開路短截線的電壓控制^^展蕩器的結構的結構圖。圖2是表示本發明實施方式2的設置二次諧波中線路長度為人的前端短路短截線的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖3是表示本發明實施方式2的基波信號即38GHz的電場強度分布的說明圖。圖4是表示本發明實施方式2的二次諧波信號即77GHz的電場強度分布的說明圖。圖5是表示本發明實施方式2的二次諧波信號頻率中諧振電路側的阻抗和相位噪聲的說明圖。圖6是表示本發明實施方式3的設置具有二次諧波中線路長度為X的線路和高頻短路電容的偏置電路的電壓控制振蕩器的結構成的結構圖。圖7是表示本發明實施方式4的設置二次諧波中成為短路負載的LCR電路的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖8是表示本發明實施方式4的設置二次諧波中成為短路負載的導波管電路的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖9是表示本發明實施方式5的設置二次諧波中成為短路負載的前端開路短截線的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖10是表示另一例本發明實施方式5的設置二次諧波中成為短路負載的前端開路短截線的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖11是表示另一例本發明實施方式5的設置二次諧波中成為短路負載的前端開路短截線及前端短路短截線的電壓控制振蕩器的結構的結構圖。圖12是表示具備從實施方式1至5的電壓控制振蕩器的高頻無線裝置的結構的結構圖。(符號說明)1電晶體；2變容二極體；3控制電壓端子；4輸出端子；5前端開路短截線；6前端短^各短截線；7偏置電^各，8LCR電路；9導波管電路；20高頻無線裝置。具體實施例方式實施方式1圖1是表示本發明實施方式1的VCO的結構的圖。圖1中示出串聯正反饋結構的vco,且示出振蕩出頻率為所希望頻率的整數分之一的電信號(即基波信號)後從輸出端子抽出高次諧波信號的高次諧波抽出型振蕩器。l是電晶體，2是變容二極體，3是控制電壓端子，4是信號的輸出端子，5是相當於二次諧波信號的1/4波長的長度的前端開路短截線，12及13是線路，14是發射極線路，15是基波反射短截線，16是偏置電壓端子。變容二極體2、線路12及控制電壓端子3通過變容二極體2的可變電壓的電容分量和線路12的電感分量來構成可變諧振器。可通過改變施加到控制電壓端子3的控制電壓Vt來改變輸出頻率。前端開路短截線5與上述可變諧振器並聯連接。發射極線路14連接在電晶體1的發射極與接地之間。基波反射短截線15是例如相當於在電路內部振蕩的基波的1/4波長的的前端開路短截線，如圖l所示，連接於電晶體的輸出側安裝的線路13上。該VCO電路的結構為例如MMIC,此外也可採用MIC(樣t波集成電路)或離散(discrete)元件。襯底可以採用GaAs(砷化鎵)、GaN(氮化鎵)、InP(磷化銦)、Si等材料。電晶體1的材料上沒有限制，可以使用矽、砷化鎵、氮化4家等。電晶體1的結構上也沒有限制，可以使用雙極型電晶體、場效應電晶體、高電子遷移率電晶體等，也可為真空管。以下說明動作。電路內部的熱噪聲等噪聲信號輸入到電晶體l並得到放大，然後通過來自電晶體1的發射極線路14的反饋或來自基波反射短截線15的反射，經由線路13及電晶體1回到電晶體1的基極側，再次輸入到電晶體1得到放大。由此在VCO內部發生基波頻率上的振蕩，但電晶體1也會發生基波頻率的2倍、3倍、■■'頻率的高次諧波信號(二次諧波信號、三次諧波信號、■■■)。基波反射短截線15對於二次諧波信號而言是開路的，因此二次諧波信號向輸出端子4對面的振蕩器外部輸出。基波信號不會比基^^射短截線15更靠近輸出側而傳播，不會輸出到振蕩器外部。若這些高次諧波信號傳播到控制電壓端子4，會使控制電壓Vt變動，這樣輸出頻率就會無意間變動。即輸出頻率的穩定性受損且增加相位噪聲。為了抑制該控制電壓Vt的變動而使基波信號通過，在電晶體1和線路12之間追加前端開路短截線5，吸收高次諧波信號。由於該前端開路短截線5而高次諧波信號無法在控制電壓端子3中傳播。另一方面，基波信號傳播到變容二極體2,因此通過從外部改變控制電壓Vt時的變容二極體2的電容變化，可以改變振蕩頻率。在本實施方式中，前端開路短截線5的長度相當於二次諧波信號的1/4波長，因此基波頻率中前端開路短截線5具有非短路且非開路的負載，通過來自電晶體1的發射極線路14的反饋或來自基波反射短截線15的反射而返回的基波信號傳播到前端開路短截線5和變容二極體2這兩方。因此，構成對基波使用多個短截線的諧振器，能夠實現對基波高的Q值。這時基波與高次諧波在振蕩器中具有6dB/oct的關係，因此能夠減少基波與高次諧波這兩方的相位噪聲。另一方面，在二次諧波頻率中前端開路短截線5具有短路負載，二次諧波信號全部向前端開路短截線5傳播，因此在變容二極體2中不會傳播二次諧波信號。因此，基於二次諧波信號的控制電壓Vt的變動得到抑制，在具有變容二極體2的可變諧振電路中發生的相位噪聲減少。此外，前端開路短截線5的連接部位不會產生二次諧波信號導致的電場變動，因此抑制了二次諧波信號產生的電晶體1的基極電壓變動，而且減少了相位噪聲。由以上能夠實現低相位噪聲的VCO。圖1中，作為一例，前端開路短截線5的線路長度為二次諧波信號的1/4波長，但也可為在二次諧波信號的1/4波長相加二次諧波信號的半波長整數倍後的長度。即，若設二次諧波信號的波長為X，則由下述的式(1)定義的長度(二次諧波信號的1/4波長的奇數倍)即可。其原因是相當於式(1)定義的長度的前端開路短截線，對於高次諧波具有短路負載，而對於基波具有非短路且非開路的負載。(2n-l)X/4(n=l、2、…)(1)此外，前端開路短截線5的長度無需嚴格設定為上述式(1)的長度，可具有士V16左右的誤差。其原因是如果在該誤差範圍內，^v針對諧振電路側二次諧波負載阻抗的相位噪聲大小計算結果，與嚴格按式(1)的長度設定時的相位噪聲相比惡化止於0.8dB至1.4dB左右，能夠充分期待位相噪聲的抑制效果。在本實施方式中，高次諧波信號設為二次諧波信號，但是如果三次諧波信號、四次諧波信號、...成為相位噪聲的主要劣化因素，就可以使用設定為對於三次諧波信號、四次諧波信號、...的波長;u葛足式(i)的線路長度的前端開路短截線，以在三次諧波頻率、四次諧波頻率、...中成為短路負載。此時即使有土X/16的誤差也能期待相位噪聲的抑制效果。還有，在圖l的例中，示出只將一個前端開路短截線5並聯連接於可變諧振器的例子，但不限於這種情況，也可將2以上的前端開3各短截線5並聯連接於可變諧振器。通過以上結構，在本實施方式中，將一個以上的、最長也是在高次諧波信號的1/4波長的奇數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度且最短也是從高次諧波信號的1/4波長的奇數倍減去高次諧波信號的1/16波長的長度的前端開路短截線5，並聯連接於可變諧振器。上述前端開路短截線5具有在基波頻率中非短路且非開路的負載，且具有在高次諧波頻率中短路的負載，因此在基波頻率中，基波信號傳播到前端開路短截線5及變容二極體2這兩方。即，構成使用多個短截線的諧振器，能夠實現高的Q值。另一方面，在高次諧波頻率中，前端開路短截線5具有短路負載，高次諧波信號全部傳播到前端開路短截線5,因此高次諧波信號不會傳播至變容二極體2,抑制高次諧波10信號造成的控制電壓Vt的變動。此外，在前端開路短截線5的連接部位中不會產生高次諧波信號造成的電場變動，因此抑制高次諧波信號造成的電晶體1的基極電壓的變動。由以上可知，在本實施方式中，能夠改善基波頻率中的Q值，且能夠抑制因施加到變容二極體及電晶體的電壓的高次諧波信號而產生的變動，因此能夠實現相位噪聲低的VCO。此外，圖1中示出具有基波反射短截線15的高次諧波抽出型振蕩器的例子，即使是不具有基波反射短截線15而輸出基波的基波振蕩器，也同樣能實現相位噪聲低的VCO。此外，即使在電晶體l的發射極側或集電極側連接上述可變諧振器的VCO中，在上述可變諧振器上並聯連接前端開路短截線5就同樣能夠實現相位噪聲低的VCO。在本實施方式中，即使基波信號或高次諧波信號的頻率不足lGHz，只要能夠將前端開路短截線5的線路長度作成為式(1)表示的長度，就會起到與上述同樣的效果。此外，圖1中可變諧振器構成為具有變容二極體1和線路12,但由包含變容二極體的LCR電路構成也可。實施方式2圖2是表示本發明實施方式2的VCO的結構的圖。圖2中，1~4和1216與圖l相同，6是長度相當於二次諧波信號的波長的前端短路短截線。與在二次諧波頻率中具有短路負載的可變諧振器並聯連接的短截線，採用前端短路短截線也能實現，對於二次諧波信號的波長人，作成下述式(2)表示的線路長度(二次諧波信號的波長的整悽t倍)即可。nX(n=l、2、…)(2)在大致不足lGHz的低頻率中由式(2)表示的線路長度的前端短路短截線6在基波頻率中也成為短路負載。因此，不會向包含變容二極體2的可變諧振器傳播基波信號，不能改變振蕩頻率。另一方面，隨著成為高頻，因前端短路短截線6的線路中包含的寄生C分量或寄生L分量而由式(2)表示的線路長度不會成為基波信號的半波長的整數倍，因此式(2)的線路長度的前端短路短截線6在基波頻率中具有非短路且非開路的負載。因此，在以大致lGHz以上的基波頻率進行振蕩的VCO中，能夠使用式(2)表示的線路長度的前端短路短截線6，以取代實施方式1的前端開路短截線5。本實施方式的VCO的工作原理基本上與實施方式1的VCO相同。在圖3和圖4中分別示出一例計算必須確認本實施方式的VCO的動作的、將電路結構作成MMIC並從電晶體基極端子向圖2中的虛線框內輸入38GHz基波信號及76GHz的二次諧波信號時的、圖2中的虛線框內的電場分布。該計算是配置成在前端短路短截線6的中間連接偏置電壓端子16的情況下進行，但是本質上與圖2所示的VCO沒有區別。由圖3所示的電場分布可知38GHz基波信號向前端短路短截線6及變容二極體2這兩者傳播。另一方面，由圖4所示的電場分布可知76GHz的二次諧波信號僅向前端短路短截線6傳播，不會向變容二極體2傳播。而且，可知在電晶體基極端子中76GHz的二次諧波信號造成的電場成為零，即，基極電壓不會變動。表1中示出一例實施方式2的VCO的相位噪聲的計算結果。由表1的結果可知在沒有設置前端短路短截線6的情況下與設置的情況下，輸出頻率上沒有大的變動，而通過追加前端短路短截線6，相位噪聲得到抑制。此外，根據施加到控制電壓端子3的電壓，均可以做大致lGHz的頻率變化。tableseeoriginaldocumentpage12還有，在本實施方式中，也與實施方式l同樣地，無需將前端短路短截線6嚴格設定為式(2)的長度，即使有士X/16的誤差也能期待相位噪聲的抑制效果。圖5中在50Q的史密斯圓圖(smithchart)中用點表示將前端短路短截線6的長度設為X-A-X/32、X、人+A732、人+X/16時的、從電晶體1的基極側觀看的諧振電路側(可變諧振電路及前端短路短截線6)的二次諧波負載阻抗。此外，將針對諧振電路側二次諧波負載阻抗的相位噪聲大小的計算結果，以史密斯圓圖上的0.2dB步長的等高線來表示。前端短路短截線6的長度為X時，取最抑制相位噪聲的最佳點即史密斯圓圖的左端。隨著長度從入偏離，諧振電路側的阻抗在史密斯圓圖的外周上移動，可知相位噪聲正在劣化。乂人計算結果可知當前端短5^短截線6的長度成為UA716時，相位噪聲從最佳點劣化0.8dB至1.4dB左右，但是該場合也能充分期待相位噪聲的抑制效果。在使用前端開路短截線5的實施方式1中，針對諧振電路側二次諧波負載阻抗的相位噪聲大小的計算結果也圖5相同。此外，可以使用對於三次諧波信號、四次諧波信號、■■'的波長使線路長度滿足式(2)的前端短路短截線，以在三次諧波頻率、四次諧波頻率、■■■中成為短路負載。此時即使具有士X716的誤差也能期待相位噪聲的抑制效果。還有，在圖2的例子中，示出只將一個前端短路短截線6並聯連接於可變諧振器的例子，但並不限於此，可將2個以上的前端短路短截線6並聯連接於可變諧振器。此外，前端短路短截線6的前端可經由以MIM(金屬-絕緣體-金屬)電容器為一例的電容，只使高頻與接地端短路。在本實施方式中，將1個以上的、最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度而最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍減去高次諧波信號的1/16波長的長度的前端短路短截線，並聯連接於可變諧振器。上述前端短路短截線6在基波頻率中具有非短路且非開路的負載，且在高次諧波頻率中具有短路的負載，因此在基波頻率中，傳播至前端短路短截線6及變容二極體2這兩方。即，構成使用多個短截線的諧振器，能夠實現高的Q值。另一方面，在高次諧波頻率中，前端開路短截線5具有短路負載，高次諧波信號全部傳播到前端短路短截線6,因此向變容二極體2不會傳播高次諧波信號，抑制高次諧波信號造成的控制電壓Vt的變動。此外，由於在前端短路短截線6的連接部位上不會產生高次諧波信號導致的電場變動，抑制高次諧波信號造成的電晶體1的基才及電壓的變動。由以上結構，在本實施方式中也與實施方式1同樣，能夠實現孑氐相位噪聲的VCO。此外，在圖2中示出具有基波反射短截線15的高次諧波抽出型振蕩器的例子，但是不具有基波反射短截線15而輸出基波的基波振蕩器也同樣能實現相位噪聲低的VCO。此外，即使在可變諧振器連接到電晶體1的發射極側或集電極側的VCO中，只要前端短路短截線6並聯連接於上述可變諧振器，也同樣能實現相位噪聲低的VCO。圖2中可變諧振器構成為具有變容二極體1和線路12，但是由包含變容二極體的LCR電路構成也可。實施方式3圖6是表示本發明實施方式3的VCO的結構的圖。圖6中，1~4和12~15與圖1相同，7是從連接部位經由電容(電容器)11到高頻短路部位的線路長度相當於二次諧波信號的波長的偏置電路。如在上述實施方式2中說明的那樣，即便沒有重新增加前端短路短截線6，在偏置電路中，通過從連接部位4又偏離滿足上述式(2)的距離的部位上經由電容11進行短路,也能得到與上述實施方式2的前端短3各短截線的追加同樣的效果。此外，在上述說明中，偏置電路7的線路長度相當於二次諧波信號的波長的長度情況下進行了說明，但並不限於這種場合，偏置電路7的線路長度相當於二次諧波信號的波長的整數倍的長度即可。此外，14並不限於二次諧波信號而相當於三次諧波以上的高次諧波波長的整數倍的長度也可。此外，即使偏置電路7的線路長度有士X/16的誤差也能期待相位噪聲的抑制效果。如上所述，在本實施方式中，從偏置電路連接部位經由電容器到接地部位的線路長度，最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍減去高次諧波信號的1/16波長的長度，將具有這種長度的偏置電路並聯連接於可變諧振器，因此與實施方式2同樣地，在本實施方式中也能實現^^目位噪聲的VCO。實施方式4圖7是表示本發明實施方式4的VCO的結構的圖。圖7.中，1~4和12~16與圖1相同，8是在二次諧波頻率中具有短路負載的LCR電路。此外，圖8是表示本發明的實施方式4的另一例VCO的結構的圖。圖8中，1~4和12~16與圖1相同，9是在二次諧波頻率中具有短路負載的導波管電路。此外，LCR電路8和導波管電路9在高次諧波信號的頻率中都是短路負載或接近短路負載的例如-30jQ以上+30jQ以下範圍的負載。該範圍的負載在50。的類型中使特性阻抗對應於實施方式2的前端短路短截線6時相當於UA716的範圍，由圖5可知，相位噪聲收縮在從最佳點劣化0.8dB至1.4dB左右的範圍，因此具有抑制相位噪聲的效果。此外，由圖5的史密斯圓圖可知，即使設阻抗為在上迷虛數分量外還具有以上15Q以下的實數分量，相位噪聲也收縮在從最佳點劣化0.8dB至1.4dB左右的範圍，具有抑制相位噪聲的效果。在上述實施方式1或2中追加的電路，在基波頻率中具有非短路且非開路的負載而在高次諧波頻率中具有短路負載即可，無需為線路短截線。因而，如本實施方式所示，也可以使用LCR電路8或導波管電路9。如上所述，在本實施方式中，至少將一個對於基本頻率不短路且在高次諧波信號的頻率中具有實數分量為以上15Q以下且虛數分量為-30jQ以上+30jQ以下的負載的LCR電路8或導波管電路9,並聯連接於可變諧振器，因此與上述實施方式2或3同樣，能夠實現低相位噪聲的VCO。實施方式5如圖9所示，也可以追加多個上述實施方式1、2、4中追加的電路。圖9中示出連接3個長度相當於實施方式1中所示的二次諧波信號的1/4波長的前端開路短截線5、5A、5B的例子，便是可為實施方式2中所示的前端短路短截線6，也可為實施方式4中所示的LCR電路8或導波管電路9。此外，數目也不限於3個，可為適當的任意數目。此外，如果多個次數的高次諧波信號成為相位噪聲的劣化因素，則如圖10所示，也可以使多個追加的電路相對於各自不同次數的高次諧波信號成為短路負載。在圖10的例子中，追加了長度與實施方式1所示的三次諧波信號的1/4波長相當的前端開路短截線5;長度與三次諧波信號的1/4波長相當的前端開路短截線5C;以及長度與四次諧波信號的1/4波長相當的前端開路短截線5D，但這是一個例子，並不限定於此。基於相位噪聲的劣化因素，適當選擇組合。再者，如圖ll所示，多個追加的電i各可與前端短路短截線、前端開路短截線、LCR電路和導波管電路不同。在圖11的例子中，設置了長度與四次諧波信號的波長相當的前端短路短截線6A;長度與三次諧波信號的1/4波長相當的前端開路短截線5E;以及長與度實施方式2中所示的二次諧波信號的波長相當的前端短路短截線6，但並不限定於此。對此也可根據相位噪聲的劣化因素，適選擇組合。如上所述，在本實施方式中也與上述實施方式1、2、4同樣，能夠實現低位相噪聲的VCO。頁實施方式6圖12是具備實施方式1至5的電壓控制振蕩器的高頻無線裝置的結構例。高頻無線裝置20是雷達或便攜電話等，使用微波或毫米波進行發送或接收或這兩方的裝置。電壓控制振蕩器22以來自頻率控制裝置21的電壓信號產生的頻率進行振蕩,.用放大器23放大振蕩信號，由輸出天線2發送微波或毫米波。利用接收天線25接收微波或毫米波，基於頻率控制裝置26的電壓信號，將電壓控制振蕩器27輸出的振蕩信號與來自接收天線25的接收信號，利用變頻器28來進行頻率變換後輸出所希望的信號。發送天線24和接收天線25可為一體。頻率控制裝置21和26、電壓控制振蕩器22和27分別為一也可。此外，發送部分和接收部分中的一個使用實施方式1至5的電壓控制振蕩器也可。高頻無線裝置使用實施方式1至5的電壓控制振蕩器，從而能夠發送相位噪聲少的高品質的微波或毫米波。此外能夠減少接收時的噪聲。權利要求1.一種具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端開路短截線並聯連接於所述可變諧振器上，所述前端開路短截線的長度最長也是在高次諧波信號的1/4波長的奇數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的1/4波長的奇數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。2.—種具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個前端短路短截線並聯連接於所述可變諧振器上，所述前端短路短截線的長度最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。3.—種具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將偏置電路並聯連接於所述可變諧振器上，所述偏置電路中，從偏置電路連接部位經由電容器到接地部位的線路長度，最長也是在高次諧波信號的波長的整數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度，而最短也是從高次諧波信號的波長的整數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度。4.一種具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個LCR電路並聯連接於所述可變諧振器上，所述LCR電路相對于振蕩頻率不是短路，而在高次諧波信號的頻率中，具有實數分量為0Q以上15Q以下、且虛數分量為-30jQ以上+30jQ以下的負載。5.—種具備可變諧振器的電壓控制振蕩器，其特徵在於將至少一個導波管電路並聯連接於所述可變諧振器，所述導波管電路相對于振蕩頻率不是短路，而在高次諧波信號的頻率中，具有實數分量為以上15Q以下、且虛數分量為-30jQ以上+30jQ以下的負載。6.—種單片微波集成電路，具備權利要求1至5中任一項所述的電壓控制振蕩器。7.—種高頻無線裝置，具備權利要求1至5中任一項所述的電壓控制振蕩器。全文摘要實現低相位噪聲的電壓控制振蕩器。在具備在包含變容二極體(2)和控制電壓端子(3)的可變諧振器的電壓控制振蕩器中，對該可變諧振器並聯連接具有最長也是在高次諧波信號的1/4波長的奇數倍上相加高次諧波信號的1/16波長的長度而最短也是從高次諧波信號的1/4波長的奇數倍中減去高次諧波信號的1/16波長的長度的前端開路短截線(5)。通過該結構，在基波頻率中，基波信號向前端開路短截線(5)和變容二極體(2)這兩方傳播，能實現高的Q值，而在高次諧波頻率中，前端開路短截線(5)具有短路負載，高次諧波信號全部向前端開路短截線(5)傳播，因此抑制高次諧波信號造成的控制電壓(Vt)的變動。文檔編號H03L7/00GK101667829SQ200910159440公開日2010年3月10日申請日期2009年6月30日優先權日2008年9月1日發明者後藤清毅,塚原良洋,渡邊伸介,金谷康申請人:三菱電機株式會社