降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法和解調方法
2023-07-26 02:59:01 1
專利名稱：降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法和解調方法
技術領域：
本發明涉及的是一種通信編碼技術領域的設計方法和相應的解調方法，具體是一種降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法和解調方法。
背景技術：
多輸入多輸出(MIMO)技術通過增加發射端和接收端的天線數量，顯著提高了頻譜利用率。在理想傳播條件下，多輸入多輸出信道的潛在頻譜利用率與天線數量呈線性關係。而空時編碼(STC)技術則是達到或接近多輸入多輸出系統容量的一種極具潛力、可行性極高的新技術，它能夠充分地利用空間、時間以及頻率分集，大大降低接收信息的誤碼率。目前，已有很多種設計巧妙、性能優越的空時碼。有的空時碼追求最大的復用增益，如貝爾實驗室分層空時(BLAST)，獲得了極高的信息傳輸速率，而另外一些空時碼以實現最大的分集增益為目標，如空時分組碼(STBC)和空時網格碼(STTC)，較高的分集增益使系統的誤碼性能有了顯著的改善。
空時網格碼最早由Tarokh等人提出，與空時分組碼不同的是，空時網格碼帶有卷積碼的特徵，考慮了前後輸入信息之間的關聯性，在獲得較高分集增益的同時還具有很高的編碼增益。具體地講，在發射端編碼時，輸入數據比特流根據實際的傳輸要求，經多進位的網格編碼調製後，形成多個並行的信號流，並分別在各個發射天線上同時發射出去。通過信道傳輸後的信號，在接收端進行解調和解碼。解調所採用的方法為基於維特比軟判決算法的最大似然序列估計(MLSE)，以信號矢量之間歐氏距離的平方為路徑的度量，在網格中進行最大似然搜索，並選擇具有最小度量值的路徑作為最終的輸出序列。
雖然，空時網格碼在各種信道中都具有較好的誤碼性能，但是由於空時網格碼在接收端解調時採用最佳的最大似然序列估計，當發射天線數固定時，其計算複雜度會隨著網格編碼調製器的約束長度和信息發射速率的增加呈指數性增長，用公式可表示為
ηMLSE≈l×Ns×2n×Nt×Nr(1)其中，ηMLSE表示最大似然序列估計的計算複雜度，l為幀長，Ns為網格圖中的狀態數，它與網格編碼調製器的約束長度呈指數關係，n表示的是每次讀取n個比特進行編碼和調製，Nt和Nr分別為發射天線數和接收天線數。為了獲得更高的編碼增益，人們常常將約束長度適當地增大，從(1)可以看出，計算複雜度也將隨約束長度的增加呈指數增長。高判決計算複雜度成為限制空時網格碼廣泛使用的最主要原因。因此，研究如何降低空時網格碼的解碼複雜度一直是國內外關注的熱點。
經對現有技術的文獻檢索發現，Triolo，A.A.、Liberti，J.C.和Hoerning，T.R.三人在MILCOM 2002(2002年度軍用通信會議)上發表的文獻「OFDM space-timetrellis coded MIMO systems with experimental results」(採用正交頻分復用和空時網格編碼的多輸入多輸出系統及其實驗結果)也曾做過降低空時網格碼解碼複雜度方面的研究。他們提出的方法是對現有的空時網格碼和分層空時碼(LST)的融合、折衷，將原始比特流先分組，然後各自進行獨立的網格編碼調製，最後各組信號同時發射出去。接收端則依靠分層空時碼特有的連續幹擾抵消方法先將各分組分離開來，再進行組內的最大似然序列估計。由於Triolo等人的方案並未對空時網格碼內在的編解碼方法做任何的改動，始終要進行最大似然序列估計，其總體的解調複雜度仍然與網格編碼調製器的約束長度成指數關係，因而複雜度的降低程度有限(特別是在發射天線數比較小時，甚至不會有降低複雜度的效果)。
發明內容
本發明針對空時網格碼解碼複雜度高的缺點，提出一種降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法和解調方法，在保證頻譜利用率不變的情況下，使接收端在解調時僅對少數信號進行最大似然(ML)判決，取代了傳統的最大似然序列估計方法，大幅降低了空時網格碼的解調複雜度。此外，使用傳統編解碼方案的空時網格碼系統應用於相關信道時的性能總是不如非相關信道下的性能，而本發明的編碼方法和解調方法對信道的相關性不敏感，傳輸性能仍然與信道獨立時保持一樣。
本發明是通過以下技術方案實現的本發明提供一種降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法，向發射的信號引入時間和空間上的固定關聯性，通過已收到的信號可以推知其後續的部分信號。具體如下a.對發射天線數為2的多輸入多輸出系統，可採用延遲分集的方法，獲得滿分集增益的碼字。可將前一時刻在第二根天線上發射的信號，延遲一個發射周期，由第一根天線再次發射(或者二者形成固定的映射關係)。
b.在a的基礎上可設計發射天線數多於2的多輸入多輸出系統碼字。例如，發射天線數為3時，可令前一時刻在第三根天線上發射的信號，延遲一個發射周期在第一根天線上重現，而第二根天線可固定為某一信號或者與第三根天線一起形成固定的組合。同理類推，得到發射天線數多於3的多輸入多輸出系統碼字。
遵循本發明所提出的碼字設計方法，設計出了適用於發射天線數為2和3的STTC碼字(適合於2根發射天線和3根發射天線的碼字各兩種)。其中前兩種碼字是按照上面a中闡述的方法，將前一時刻在第二根天線上發射的信號，原封不動或者是映射為在星座圖上與其成原點對稱的信號(在坐標軸上的信號不必做映射)，再由第一根天線發射出去。後兩種適用於發射天線數為3的碼字是在前兩種碼字的基礎上，將中間一根發射天線上的信號固定為0或者是領第二、三根天線發射的信號形成固定的00、12、23、31四種組合。綜上所述，這四種碼字都具有同一個特點，某一時刻第一根發射天線上的信號總是跟緊鄰的前一時刻第Nt根發射天線上的信號存在一一對應的關係。如果沒有噪聲的幹擾，一旦對前一時刻第Nt根發射天線上的信號完成判決後，便可以立即確定該時刻第一根發射天線上的信號。
本發明基於上述的空時網格碼的碼字設計方法，還提供一種相應的解調方法，即在接收端解調時，將先前時刻已判決的信號作為反饋，推知當前時刻的部分信號，並在當前信號中加以抵消，用於對剩餘信號的檢測。這樣做可以不使用最大似然序列估計，而僅需要對若干個信號(個數小於發射天線數)獨立地進行最大似然解調。根據此解調方法的特點，本發明將其稱為反饋—幹擾抵消檢測(FICD)。最大似然序列估計雖然性能最優但複雜度也最高，而性能稍差的反饋—幹擾抵消檢測充分利用了信號間的時間、空間關聯性，極大地降低了計算量。反饋—幹擾抵消檢測的具體步驟為a.將解碼器的初始狀態置成發射端的編碼器初始狀態(通常情況下二者都是置為零)，並對照編碼網格，得知接收端的第一根天線接收到的第一個信號。
b.將該信號從當前的接收信號矢量中減去，得到修正的接收信號矢量。
c.對修正的接收信號矢量使用最大似然判決，得到其餘天線上發射的信號的判決值。
d.根據該時刻第Nt根發射天線所發射的信號的判決值和編碼網格中的對應關係，得到下一時刻第一根發射天線所發射的信號的判決值。
e.重複前面的b～d，直到全部接收信號都解調完畢。
在計算機仿真中，對四種碼字中的三種進行了仿真。適用於發射天線數為2的兩種碼字，在編碼和解調上非常相似，因而只對其中的一種進行了仿真。從仿真實驗的運行時間的對比上，可以直觀地發現本發明在降低解碼複雜度上的優勢。除此之外，考慮到信道相關性對傳統空時網格碼誤幀率的嚴重影響，本發明特別針對相關信道進行了仿真。仿真結果表明，本發明所提出的碼字設計方法和反饋—幹擾抵消檢測保證了系統的誤幀率性能不受信道相關性的任何影響。
圖1、2、3、4分別是遵循本發明所提出的碼字設計方法而設計出的空時網格碼碼字。其中圖1(稱其碼字為STTC-I)和圖2的碼字適用於發射天線數為2的情況，而圖3(稱其碼字為STTC-II)和圖4(稱其碼字為STTC-III)則適合發射天線數為3的多輸入多輸出系統。
圖5是三種空時網格碼碼字在最大似然序列估計和反饋—幹擾抵消檢測方案下的相對計算複雜度。
圖6顯示的是當Nt＝Nr＝2時，STTC-I在最大似然序列估計和反饋—幹擾抵消檢測方案下的誤幀率的比較。
圖7是Nt＝Nr＝3時，STTC-II和STTC-III在最大似然序列估計和反饋—幹擾抵消檢測方案下的誤幀率性能比較。
圖8顯示的是相關係數ρ取不同值時，STTC-I碼字在反饋—幹擾抵消檢測下的誤幀率曲線。
具體實施例方式
以下結合本發明的技術方案體提供具體實施例將多輸入多輸出系統用矩陣運算建模為rt＝Hct+nt(2)其中，rt是t時刻的接收信號矢量，且rt=rt1rt2...rtNrT,]]>[-·]T表示矩陣的轉置。
H是Nr×Nt信道矩陣，ct是t時刻的發射信號矢量，ct=[ct1ct2...ctNt]T,]]>nt=[nt1nt2...ntNr]T]]>表示的是復高斯加性白噪聲在t時刻的採樣值。
本發明中提出的碼字設計方法，是通過對網格編碼器的適當篩選(目前，對空時網格碼字的尋找都是通過窮舉的方式)，保證ctNt和ct+T1(T為信號的發射周期)存在著一一映射的關係，向發射信號矢量引入確定不變的時間、空間雙重關聯性。一旦對ctNt正確判決後，便可用ctNt的判決值來間接得到ct+T1的判決值。
根據這一方法，當Nt＝2時，可使用簡單的延遲分集方法得到如圖1和2所示的碼字。但是，在Nt≥3時，想獲得合適的碼字就不是一件輕鬆的任務了。本發明在這裡給出了Nt＝3時的兩種碼字。需要說明的是，在所列的這四種碼字中，有三種(見圖1、3、4)是存在著ctNt=ct+T1]]>的恆等關係，另一種(見圖2)雖然並未有該恆等關係成立，但ctNt和ct+T1之間存在著一一對應的關係(具體對應關係可由網格圖很方便地得到)。
在接收端採用反饋—幹擾抵消檢測進行解調，其具體的實施方式如下I.如圖1所示(STTC-I)這是一種利用延遲分集方案設計的空時網格碼碼字，適用於發射天線數為2的多輸入多輸出系統，並且獲得了滿分集增益，編碼器狀態數為4，採用QPSK調製。從圖1中可以看出，第一根發射天線發射的信號序列是經過一個信號持續周期延遲後的第二根天線的信號序列。反饋—幹擾抵消檢測的具體實施過程為設在時刻t接收天線j上的接收信號為rtj(1≤j≤Nr)，信道矩陣H中的第j行第i列元素hj，i(1≤j≤Nr，1≤i≤Nt)表示從發射天線i到接收天線j的信道衰減因子。接收端正確判決出t時刻第二根天線上的信號c^t2=ct2,]]>那麼，對於在t+T時刻第一根天線上的信號 可以有c^t+T1=c^t2.]]>從接收信號rt+Tj(1≤j≤Nr)中抵消掉 的幹擾，r~t+Tj=rt+Tj-hj,1c^t+T1---(3)]]>再由修正的 對 進行判決，從信號集S中找出滿足下式的 作為判決輸出c^t+T2=argminc-t+T2Sj=1Nr|r~t+Tj-hj,2c-t+T2|2---(4)]]>以此類推，可以實現整個信號序列的判決。這種方案只需對單個信號進行最大似然判決，跟最大似然序列估計的維特比軟判決相比，複雜度大大降低了。但是，在對單個信號判決時，接收端的信噪比會有降低。在反饋信號的幹擾被抵消後，接收天線上實際的信噪比僅為原來的1/2，因此當Nt＝2時，反饋—幹擾抵消檢測會導致大約有3dB的信噪比損失。
II.如圖2所示的碼字，也是利用延遲分集方法設計的，編碼器狀態數為8，使用8PSK調製。該碼字雖然並未有如STTC-I中ct+T1=ct2]]>的關係恆成立，但ct+T1和ct2之間存在著一一對應的關係，一旦得到正確的判決 利用對應關係可得知唯一確定的 對這種滿分集的碼字仍然可以使用反饋—幹擾抵消檢測，具體步驟與STTC-I大致一樣，在此不再贅述。
III.如圖3所示(STTC-II)編碼器狀態數為4，採用QPSK調製，可用於發射天線數為3的多輸入多輸出系統。在STTC-II的編碼方案中，第一根天線發射的信號與上一時刻第三根天線上發射的信號一樣，而第二根天線上發射的信號總是固定的。因此，可以用反饋—幹擾抵消檢測來解調，具體步驟參見I部分。並且因為ct2固定不變，對 的判決準確度會比較高。同樣地，在對 進行獨立判決時，信噪比會有大約4.77dB的損失。
IV.如圖4所示(STTC-III)STTC-III同樣適用於發射天線數為3的多輸入多輸出系統，編碼器狀態數為4，調製方式為QPSK。在該編碼方案中，第一根天線發射的信號與前一時刻第三根天線上發射的信號一樣，而且每一時刻從第二、三根天線上發射的編碼符號只可能有四種組合情況，即00、12、23、31。在抵消掉第一根天線發射的信號 後(見(3)式)，可對剩餘兩根天線上的信號 和 進行最大似然聯合判決，即c^t2,c^t3=argminc-t2,c-t3Sj=1Nr|r~tj-hj,2c-t2-hj,3c-t3|2---(5)]]>在對兩個信號的進行聯合判決解碼時，信噪比大約有1.76dB的損失。
從上面的四種網格編碼結構及反饋—幹擾抵消檢測可以看出，本發明的編解碼方案充分利用了不同發射天線上信號之間的空間和時間關聯性，在對後續的信號判決時已具有一定的反饋輸入，從而使得每次判決的信號數小於Nt，複雜度遠小於基於維特比算法的最大似然序列估計。
解調複雜度的比較為方便兩種解調方案複雜度的比較，將(1)式重寫如下ηMLSE≈l×Ns×2n×Nt×Nr傳統的空時網格碼解調方案，都可以用這個通用的表達式來反映其計算複雜度η，而且從中看出計算複雜度與編碼器的約束長度成指數關係。為了獲得更好的誤幀率性能，人們常常會適當增大編碼器的約束長度，這隨之帶來的後果是解調複雜度的指數性增長。
而對於反饋—幹擾抵消檢測的計算複雜度，會因編碼方案的不同稍有變化。這裡對STTC-I、STTC-II、STTC-III以及圖2碼字的反饋—幹擾抵消檢測的複雜度進行推導，推導出的表達式具有代表性，可以很容易地推廣到其他可使用反饋—幹擾抵消檢測的碼字。反饋—幹擾抵消檢測中幹擾抵消和判決的計算量ηFICD可用下式表示ηFICD≈l×Nr×(Nt-m)+l×Nr×m×2n
式中，m表示的是每一時刻需要判決的信號個數.對STTC-I、STTC-II以及圖2的碼字來說，m＝1；對於STTC-III，m＝2。右邊第一項是幹擾抵消時的計算量，第二項是最大似然判決時的計算量。ηFICD與Ns無關，因而不會隨著編碼器約束長度的增加發生變化。圖5給出了本發明中涉及的四種碼字在最大似然序列估計和反饋—幹擾抵消檢測下的相對計算複雜度，從中可以看出反饋—幹擾抵消檢測的複雜度僅為最大似然序列估計的1/10左右。另外，二者計算複雜度的表達式也清晰地表明，在編碼器約束長度比較大的情況下，反饋—幹擾抵消檢測相對於最大似然序列估計的優勢將更加明顯。
圖6和7是對STTC-I、STTC-II和STTC-III三種碼字的誤幀率仿真結果。仿真的前提是，假設信道是準靜態平坦衰落的，且各個並行信道之間相互獨立，在接收端可以獲取理想的信道狀態信息，而發射端對信道的狀態完全未知。噪聲為獨立復高斯加性白噪聲。每一幀是由每根天線發射的130個符號組成，在每一幀的開始和結尾處，網格編碼調製器的狀態都恢復至0狀態。從圖中可以看出，雖然反饋—幹擾抵消檢測的性能不如最大似然序列估計，但它在複雜度上的優勢是最大似然序列估計所無法比擬的。
圖8是在發射天線相關的情況下，採用反饋—幹擾抵消檢測得到的系統誤幀率曲線。在仿真中，接收天線是相互獨立的，發射相關矩陣Rt具有指數形式Rt=1...(Nt-1)............(Nt-1)*(NT-1)*...1]]>當信道相關時，最大似然序列估計會導致系統誤幀率性有較大的惡化(Ama，A.G.；Navarro，M.；Tarable，A.；「Robust space-time trellis codes on correlatedchannels」，Vehicular Technology Conference，2004.VTC2004-Fall.2004 IEEE60th Volume 4，26-29 Sept.2004 Page(s)2457-2461 Vol.4)，且相關係數ρ越大，誤幀率性能損失得越厲害。而圖8清晰地反應了，反饋—幹擾抵消檢測具有很強的抗相關能力，系統的誤幀率性能並不因ρ的變化而發生任何的減弱。
綜上所述，傳統的空時網格碼使用基於維特比軟判決的最大似然序列估計進行解調，其計算複雜度相當高。為降低空時網格碼的解調複雜度，本發明提出了一種編碼方案並設計了相應的反饋—幹擾抵消檢測方法。圖1～4四種碼字的理論分析和仿真結果都表明，本發明提出的方法在獲得較好誤幀率性能的同時，顯著地降低了空時網格碼的解碼複雜度，並且對天線的相關性不敏感，可在實時性要求較高或者信道存在相關性的場合利用。
權利要求
1.一種降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法，其特徵在於向發射的信號引入時間和空間上的固定關聯性，通過已收到的信號推知其後續的部分信號，具體如下a.對發射天線數為2的多輸入多輸出系統採用延遲分集的方法，獲得滿分集增益的碼字，將前一時刻在第二根天線上發射的信號，延遲一個發射周期，由第一根天線再次發射或者二者形成固定的映射關係；b.在a的基礎上設計發射天線數多於2的多輸入多輸出系統碼字當發射天線數為3時，令前一時刻在第三根天線上發射的信號，延遲一個發射周期在第一根天線上重現，而第二根天線固定為某一信號或者與第三根天線一起形成固定的組合；同理類推，得到發射天線數多於3的多輸入多輸出系統碼字。
2.根據權利要求1所述的降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法，其特徵是，所得到的適用於發射天線數為2和3的碼字各有兩種，這四種碼字都具有同一個特點，某一時刻第一根發射天線上的信號總是跟緊鄰的前一時刻第Nt根發射天線上的信號存在一一對應的關係，如果沒有噪聲的幹擾，一旦對前一時刻第Nt根發射天線上的信號完成判決後，便可立即確定該時刻第一根發射天線上的信號。
3.一種基於權利要求1所述的碼字設計方法的解調方法，其特徵在於，具體步驟為a.將解碼器的初始狀態置成發射端的編碼器初始狀態，並對照編碼網格，得知接收端的第一根天線接收到的第一個信號；b.將該信號從當前的接收信號矢量中減去，得到修正的接收信號矢量；c.對修正的接收信號矢量使用最大似然判決，得到其餘天線上發射的信號的判決值；d.根據該時刻第Nt根發射天線所發射的信號的判決值和編碼網格中的對應關係，得到下一時刻第一根發射天線所發射的信號的判決值；e.重複前面的b～d，直到全部接收信號都解調完畢。
全文摘要
一種降低空時網格碼解碼複雜度的碼字設計方法和解調方法。屬於無線通信中空時編碼技術領域。所述碼字設計方法為向發射的信號引入時間和空間上的固定關聯性，使得一旦完成對先前信號的判決，就可以由編碼網格推知後續的部分信號，在發射天線數為2或3時，均設計了兩種碼字。在接收端解調時，將先前時刻已判決的信號作為反饋，推知當前時刻的部分信號，並在當前信號中加以抵消，用於對剩餘信號的檢測。這樣做可以不使用最大似然序列估計，而僅需要對若干個信號獨立地進行最大似然解調。本發明在保證頻譜利用率不變的情況下，大大降低了空時網格碼的解碼複雜度，而且還具備誤幀率性能不受信道相關性影響的特性。
文檔編號H04L27/26GK1972175SQ20061011727
公開日2007年5月30日 申請日期2006年10月19日 優先權日2006年10月19日
發明者何晨, 劉鑫, 蔣鈴鴿 申請人:上海交通大學