控制開關調整器的方法和裝置的製作方法
2023-07-14 20:41:51 2
專利名稱：控制開關調整器的方法和裝置的製作方法
技術領域：
以下所述的實施例大體上涉及開關調整器，尤其涉及在大負載電流和低負載電流的場合用於開關調整器的控制方案。
背景技術：
當較高的效率，較小的體積，較輕的重量以及延長電池壽命這些要求被提出後，開關調整器就開始替代簡單的線性調整器應用於電源管理中。並且，線性調整器只能降壓使用，而開關調整器能夠被設置成升壓型(boost)，降壓型(buck)或者將輸出電壓轉換為和輸入電壓極性相反。開關調整器就是用來調整負載端電壓的電路。它將能量以離散的包裹形式從輸入端傳送到輸出端，並且通過反饋電路來調節能量的傳輸，從而保證在電路所允許的負載範圍內輸出電壓恆定。因為提高效率可以大大延長電池的壽命，所以可攜式設備通常工作在低功耗的待機狀態。
通常的用於開關調整器中的控制方案是脈衝寬度調製(PWM)。這種控制方式採用恆定的開關頻率，但是佔空比是根據負載電流的變化而變化的。這種控制方案可以獲得較好的調整效果，低的噪聲頻譜和較高的效率；但是當工作在低負載電流下時，由於開關損耗以及大的靜態電流，PWM方式將會變得不再高效。
發明內容
為解決現有技術的問題，本發明提供一種用來控制提供給負載的輸出電壓的開關調整器，其中，當負載電流高於預定值時，該開關調整器工作在PWM模式，當負載電流低於預定值時，該開關調整器工作在PFM模式，該開關調整器包括輸入電壓埠，用於向該開關調整器提供輸入電壓VIN；輸出電壓埠，用於將調整後的輸出電壓VOUT提供給負載；開關SW埠，通過二極體或者MOSFET連接該輸出電壓埠，用於導通和關斷輸出電壓，其中該SW埠被反映VOUT的反饋信號所部分控制著；反饋埠FB，接收該輸出電壓VOUT的預定部分；電感L，連接在該輸入電壓埠和該開關SW之間；以及控制器部分，包括振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、反饋比較器以及輕載比較器。
根據所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，開關頻率與負載電流成比例，並且在每個開關周期中僅僅產生一個「導通」脈衝來向輸出端傳送固定量的電感能量。
根據所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，當佔空比大於40％時，一電晶體產生斜坡補償電流，並且一電晶體和電阻的組合限制峰值電感L電流。
根據所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，在每個時鐘周期的開始處，RS觸發器被置位令N通道的開關管SW開通，並且其中，IL通過一電晶體和電阻的組合轉換為VIPK，並且其中，當IL上升到足夠大使得VIPK＝VCONTROL時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
根據所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，該誤差放大器和該PWM比較器不工作從而降低靜態電流，並且當VOUT＜VREF時，該RS觸發器被置位令該N通道的SW開通，當VIPK＝VIMIN時，該RS觸發器被復位令N通道的開關管SW關斷。
根據所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，當至少連續兩個周期均有VIPK＜VIMIN並且輸出電壓VOUT高於目標電壓，則從PWM模式轉換到PFM模式。
根據所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，當該開關SW關斷後，定時器啟動；在該定時器結束時，該反饋比較器檢查輸出電壓VOUT，如果該輸出電壓VOUT小於目標電壓，從PFM模式轉換到PWM模式。
根據所述的開關調整器，還包括電流傳感放大器。
根據所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，能夠關斷所述誤差放大器、振蕩器、PWM比較器以及電流傳感放大器。
本發明還提供一種用於控制開關調整器的輸出電壓VOUT的方法，其中，當負載電流高於預定值時，通過PWM來調整該輸出電壓VOUT，當負載電流低於預定值時，通過PFM來調整該輸出電壓VOUT，該方法包括提供輸入電壓VIN；利用開關SW，通過控制開關頻率的佔空比來調整VOUT；通過反饋VOUT的預定部分(VFB)來至少部分地控制開關SW；將電感L或等效電路元件連接在輸入與SW之間；如果在PWM模式下在每個時鐘周期的開始處導通開關SW來使電感L中的電流(IL)上升；將IL轉換成電壓VIPK；通過將VFB與內部基準電壓VREF相比較來產生控制電壓VCONTROL；將VIPK和控制電壓VCONTROL相比較；以及一旦VIPK＝VCONTROL就關斷該開關SW；以及如果在PFM模式下利用VFB將VOUT和VREF相比較；並且當VOUT＜VREF時導通開關SW來迫使IL上升；將IL轉換成電壓VIPK；以及將VIPK與基準電壓VIMIN相比較，如果VIPK＝VIMIN，則關斷SW來迫使IL給輸出電壓VOUT充壓，並且其中，在VFB降低到VREF之前，該開關調整器保持空閒狀態，其中VIMIN為預定電壓值。
根據所述的方法，其中，在PFM模式下，該開關頻率與該負載電流成比例，並且在每個開關周期中僅僅產生一個「導通」脈衝來向輸出端傳送固定量的電感能量。
根據所述的方法，其中，在PWM模式下，當佔空比大於40％時，一電晶體產生斜坡補償電流，並且一電晶體和電阻的組合限制峰值電感L電流。
根據所述的方法，其中，在PWM模式下，在每個時鐘周期的開始處，RS觸發器被置位令N通道的開關管SW開通，並且其中，IL通過一電晶體和電阻的組合轉換為VIPK，並且其中，當IL上升到足夠大使得VIPK＝VCONTROL時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
根據所述的方法，其中，在PFM模式下，該誤差放大器和該PWM比較器不工作從而降低靜態電流，並且當VOUT＜VREF時，該RS觸發器被置位令該N通道的SW開通，當VIPK＝VIMIN時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
根據所述的方法，其中，在PWM模式下，當至少連續兩個周期VIPK＜VIMIN並且輸出電壓VOUT高於目標電壓，則從PWM模式轉換到PFM模式。
根據所述的方法，其中，在PFM模式下，當該開關SW關斷後，定時器啟動；在該定時器結束時，該反饋比較器檢查輸出電壓VOUT，如果該輸出電壓VOUT小於目標電壓，從PFM模式轉換到PWM模式。
根據所述的方法，其中該開關調整器包括振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、反饋比較器、輕載比較器以及電流傳感放大器。
根據所述的方法，其中，在PFM模式下，能夠關斷所述誤差放大器、振蕩器、PWM比較器以及電流傳感放大器。
根據本發明所提供的方法和裝置，當負載電流高時，在PWM模式中使用傳統的恆頻峰值電流方案，當負載電流下降到等於或小於預定值時，控制器轉換到恆定峰值電流、最小關斷時間的PFM模式，在這種情況下開關頻率更低，從而降低了開關損耗並提高了效率。同時靜態電流消耗大大的降低，從而提高了待機性能。這種方案的另一個優點是PFM模式下沒有脈衝簇的存在，從而降低了輸出紋波。
根據本發明的一個實施例，圖1示出5腳升壓變換器的示意圖，用來舉例說明本文所公開的自適應開關調整器。
圖2示出5腳升壓變換器與外部元件以及電路的應用。
圖3示出從PWM到PFM模式的轉換過程中的一些關鍵波形。
圖4示出從PFM到PWM模式的轉換過程中的一些關鍵波形。
圖5和圖6分別示出從PWM到PFM模式和從PFM到PWM模式的轉換的仿真結果。
圖7示出將負載電流從5mA變化到200mA，以及從200mA再變回到5mA時的瞬態效應。
具體實施例方式
當負載電流很小(輕載下)，如果採用PWM方式控制開關調整器，由於開關損耗以及大的靜態電流，電路效率不高。在這種情況下，優選脈衝頻率調節(PFM)模式。本文所公開的實施例描述了可以在PWM方式和PFM模式之間自動切換且不會引起輸出電壓大的瞬態變化的方法和裝置。
一般來說開關調整器中有兩種損耗開關損耗和導通損耗。當開關調整器給輕的負載供電時，可以通過減少開關損耗來提高調整器的效率。在PFM模式中，開關調整器會開關必要多的周期來保證對輸出的調整。一旦實現了調整，開關就停止工作直到輸出電壓又需要調整才開始新的開關周期。在現有技術中，開關調整器只能夠在開關了若干個周期後才能停止工作。而在本文所公開的實施例中，僅僅需要一個開關周期就可以調整好輸出。由於在PFM模式下只有一個開關脈衝，因此可以降低開關損耗，從而提高調整器的效率。
下面將描述本發明的各種實施例。隨後的說明提供了對這些實施例進行說明和全面理解所需要的具體細節。但是，本領域的技術人員應當理解，無需一些所述細節也可以實施本發明。此外，本文可能不會示出或者詳細說明一些公知的結構和功能，以免不必要的使多種實施例的相關說明不清楚。
在下文中所使用的術語即使是與本發明某些具體實施例的詳細說明結合使用的，也要以其最寬的合理方式解釋該術語。某些術語可能會在下面給予強調；但是，任何準備以某種受限的方式進行解釋的術語將會在具體實施方式
部分給予公開和明確的定義。
本文所述的有關本發明實施例及其應用的說明是示例性的，不用以限制本發明的範圍。實施例的各種變化和改型都是可能的，且這裡所公開的實施例中各種元件的實際替代物或等同物對於本領域技術人員是公知的。可以對所公開的實施例進行這些變化和改型，而不背離本發明的範圍和精神。
在所公開的實施例中，當負載電流高時，在PWM模式中使用傳統的恆頻峰值電流方案。當負載電流下降到等於或小於預定值時，控制器轉換到恆定峰值電流、最小關斷時間的PFM模式，在這種情況下開關頻率更低，從而降低了開關損耗並提高了效率。同時靜態電流消耗大大的降低，從而提高了待機性能。這種方案的另一個優點是PFM模式下沒有脈衝簇的存在，從而降低了輸出紋波。
圖1示出一個本發明實施例的簡化示意圖。在這個實施例中採用5腳升壓變換器100來進行示例性的說明。控制器部分包括基準模塊U12、誤差放大器U1、環補償網絡R1、C1和C2、PWM比較器U4、電流限制比較器U3、輕載比較器U5、電流傳感放大器U6、反饋比較器U2、定時器U8、振蕩器U7、驅動器U11以及N溝道的功率MOSFET，SW。圖2示出5腳升壓變換器與外部元件以及電路的示例性應用。
PWM模式當工作在PWM模式下時，誤差放大器U1通過監視FB腳的電壓來調整輸出電壓，該誤差放大器接收了輸出電壓VOUT的一些特定部分，並將它和內部的基準電壓VREF相比較，從而通過電晶體MN2產生控制電壓VCONTRL。在每個時鐘周期的開始處，RS觸發器X18被置位，令N通道的開關管SW開通，從而迫使電感L1的電流上升。電流採樣電阻RSEN採到的電流信號被電流傳感放大器U6放大並被MP5和R6轉換成電壓信號VIPK。接著，VIPK通過PWM比較器U4與VCONTRL相比較。當電感L1的電流上升到足夠大，使得VIPK和VCONTRL相等時，PWM比較器U4置高，復位RS觸發器X18來關斷N通道的開關管SW，從而迫使電感L1中的電流通過外部的整流二極體D1轉移到輸出電容。
被輸出電壓VOUT所控制的控制電壓VCONTRL通過上升和下降來控制峰值電感L1電流。這樣，輸出電壓VOUT控制了電感L1電流的大小從而來滿足負載要求。當佔空比大於40％時，MP6產生斜坡補償電流。MP4和R5為電流限制比較器U3設定了IMAX的電壓閾值VIMAX來限制峰值電流。
PFM模式當工作在PFM模式下時，誤差放大器U1、PWM比較器U4、電流限制比較器U3和振蕩器U7都不工作，從而降低了靜態電流。控制器工作在恆定峰值電流和可變關斷時間的斷續導通模式(DCM)下。反饋比較器U2通過FB腳將輸出電壓VOUT和內部基準電壓VREF相比較。當VOUT＜VREF，RS觸發器X14被置位，令N通道的開關管SW開通，迫使電感L1的電流上升。
電流採樣電阻RSEN採到的電流信號被電流放大器U6放大並被MP5和R6轉換成電壓信號VIPK。在MN3和R3的連接處，VIPK通過輕載比較器U5與VIMIN相比較。當電感L1電流上升到預定值(一般設為最大峰值電流的10-20％)，使得VIPK等於VIMIN後，輕載比較器U5置高，復位RS觸發器X14來關斷N通道的開關管SW，從而迫使電感L1中的電流通過外部的整流二極體D1來給輸出電壓VOUT充壓。
控制器保持空閒狀態直到FB的電壓VFB降低到VREF。因為開關頻率與負載電流成比例，因此可以降低開關損耗。在每個開關周期中，控制器僅產生一個「導通」脈衝將電感L1中固定量的能量傳送到輸出端。因此，輸出電壓VOUT的紋波與突發模式的方案相比小得多。
模式間的轉換本文所公開的實施例提供了一種在不同模式間轉換的方法，從而可以將輸出電壓瞬態變化減小到最小。圖3示出從PWM到PFM模式的轉換過程中的一些關鍵波形。在每個「導通」周期的末端，控制器通過輕載比較器U5來監視峰值電流。如果連續兩個周期電流峰值均比預設值低(VIPK＜VIMIN)，並且由反饋比較器U2所決定的輸出電壓VOUT比目標電壓高，則CLK的有效高電平將會復位RS觸發器X12。這就會使得MODE＝1並轉換到PFM模式下。
當MODE＝1時發生兩個工作過程。首先，當MN4關斷時，VIMIN將從VIMIN1轉換到較高的電壓VIMIN2，這就會使得在PFM模式中，峰值電流高於控制器要求的值，並且開關頻率降低。其次，誤差放大器U1的輸出VEAO是三態的，並被箝位在MN2的柵極電壓大小上，其中MN2的柵極和漏極連接到電流源MP2。注意，當MODE＝1時，MP7是「關斷」的而MN7是「導通」的。在這種情況下，因為有MP2＝MP3，MN2＝MN3和R2＝R3+R4，所以有VCONTRL＝VIMIN＝VIMIN2。因此，當控制器轉換回PWM模式時，誤差放大器U1的輸出VEAO接近控制值。
圖4示出從PFM到PWM模式的轉換。在每個「導通」周期的末端，定時器U8啟動並在T1＝1時停止來產生一個最小「關斷」時間。如果輸出電壓Vout仍然比目標電壓低，那麼D觸發器X4的輸出端Q置高並復位RS觸發器X12，從而使得MODE＝0並轉換回PWM模式，其中所述目標電壓是在T1＝1時，由反饋比較器U2所決定的。
圖5和圖6分別示出從PWM到PFM模式和從PFM到PWM模式的轉換的仿真結果。頂端的波形是MODE，在MODE下面是負載電流，第三個波形是電感L1的電流。底端的波形是輸出電壓。舉例來說，當負載電流降低到9mA時，控制器轉換到PFM模式，當負載電流超過17mA時，控制器轉換回PWM模式。
圖7示出將負載電流從5mA變化到200mA再變回到5mA時一些信號的轉換。在這個圖中，頂端的波形是MODE，中間的波形是電感L1的電流，底端波形是輸出電壓。MODE的波形從PFM模式開始，並在重新返回到PFM模式之前轉換到PWM模式。
結論除非上下文明確要求，否則整個說明書和權利要求書中的「包括」等類似詞語應當解釋為包含的含義，而不是排它或者窮舉的含義；也就是說，是「包含，但不局限於」的含義。如這裡所使用的，術語「連接」、「耦合」或者其變型意味著在兩個或者更多元件之間直接或者間接的連接或耦合；這種在元件之間連接上的耦合可以是物理上的、邏輯上的、或者其結合。
此外，本申請中所使用的詞語「這裡」、「上述」、「下文」以及含有類似含義的詞語應當涉及本申請的全部內容，而不是本申請的特定部分。在上下文允許時，上述詳細說明中使用單數或者複數的詞語也可以分別包括複數或者單數。關於兩個或者更多選項列表的詞語「或者」覆蓋了該詞語的所有下述解釋列表中的任意選項，列表中的所有選項，以及列表中選項的任意組合。
在上文所進行的關於本發明實施例的詳細說明並不是排它的或者用於將本發明限制在上述明確的形式當中。在上述以示意性為目的，對本發明特定實施例和實例進行說明的同時，本領域的技術人員將認識到有可能可以在本發明的範圍內進行各種等效的改動。
本發明在這裡提供的啟示並不是必須應用到上述系統中，還可以應用到其它系統中。可將上述各種實施例的元件和功能相結合以提供更多的實施例。
可以根據上述的詳細說明對本發明進行修改。在上述說明中描述了本發明的特定實施例且描述了預期最佳模式，但無論在上文中出現了如何詳細的說明，其實是可以用許多方式來實施本發明的。上述補償系統的細節在具體的執行中可以進行相當多的變化，然而其仍然包含在這裡公開的本發明中。
如上述一樣應當注意，在說明本發明的某些特徵或者方案時所使用的特殊術語不應當用於表示在這裡重新定義該術語以限制與該術語相關的本發明的某些特定特點、特徵或者方案。總之，不應當將隨附的權利要求書中使用的術語解釋為將本發明限定在說明書公開的特定實施例，除非上述詳細說明部分明確的限定了這些術語。因此，本發明的實際範圍不僅包括所公開的實施例，還包括在權利要求書之下實施或者執行本發明的所有等效方案。
在下面以某些特定權利要求的形式來描述本發明某些方案的同時，發明人仔細考慮了本發明各種方案的許多權利要求形式。因此，發明人保留在完成本發明的申請後增加附加權利要求的權利，從而以這些附加權利要求的形式追述本發明的其它方案。
權利要求
1.一種用來控制提供給負載的輸出電壓的開關調整器，其中，當負載電流高於預定值時，該開關調整器工作在PWM模式，當負載電流低於預定值時，該開關調整器工作在PFM模式，該開關調整器包括輸入電壓埠，用於向該開關調整器提供輸入電壓VIN；輸出電壓埠，用於將調整後的輸出電壓VOUT提供給負載；開關SW埠，通過二極體或者MOSFET連接該輸出電壓埠，用於導通和關斷輸出電壓，其中該SW埠被反映VOUT的反饋信號所部分控制著；反饋埠FB，接收該輸出電壓VOUT的預定部分；電感L，連接在該輸入電壓埠和該開關SW之間；以及控制器部分，包括振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、反饋比較器以及輕載比較器。
2.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，開關頻率與負載電流成比例，並且在每個開關周期中僅僅產生一個「導通」脈衝來向輸出端傳送固定量的電感能量。
3.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，當佔空比大於40％時，一電晶體產生斜坡補償電流，並且一電晶體和電阻的組合限制峰值電感L電流。
4.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，在每個時鐘周期的開始處，RS觸發器被置位令N通道的開關管SW開通，並且其中，IL通過一電晶體和電阻的組合轉換為VIPK，並且其中，當IL上升到足夠大使得VIPK＝VCONTROL時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
5.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，該誤差放大器和該PWM比較器不工作從而降低靜態電流，並且當VOUT＜VREF時，該RS觸發器被置位令該N通道的SW開通，當VIPK＝VIMIN時，該RS觸發器被復位令N通道的開關管SW關斷。
6.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PWM模式下，當至少連續兩個周期均有VIPK＜VIMIN並且輸出電壓VOUT高於目標電壓，則從PWM模式轉換到PFM模式。
7.如權利要求1所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，當該開關SW關斷後，定時器啟動；在該定時器結束時，該反饋比較器檢查輸出電壓VOUT，如果該輸出電壓VOUT小於目標電壓，從PFM模式轉換到PWM模式。
8.如權利要求1所述的開關調整器，還包括電流傳感放大器。
9.如權利要求8所述的開關調整器，其中，在PFM模式下，能夠關斷所述誤差放大器、振蕩器、PWM比較器以及電流傳感放大器。
10.一種用於控制開關調整器的輸出電壓的方法，其中，當負載電流高於預定值時，通過PWM來調整輸出電壓VOUT，當負載電流低於預定值時，通過PFM來調整該輸出電壓VOUT，該方法包括提供輸入電壓VIN；利用開關SW，通過控制開關頻率的佔空比來調整VOUT；通過反饋VOUT的預定部分(VFB)來至少部分地控制開關SW；將電感L或等效電路元件連接在輸入與SW之間；如果在PWM模式下在每個時鐘周期的開始處導通開關SW來使電感L中的電流(IL)上升；將IL轉換成電壓VIPK；通過將VFB與內部基準電壓VREF相比較來產生控制電壓VCONTROL；將VIPK和控制電壓VCONTROL相比較；以及一旦VIPK＝VCONTROL就關斷該開關SW；以及如果在PFM模式下利用VFB將VOUT和VREF相比較；並且當VOUT＜VREF時導通開關SW來迫使IL上升；將IL轉換成電壓VIPK；以及將VIPK與基準電壓VIMIN相比較，如果VIPK＝VIMIN，則關斷SW來迫使IL給輸出電壓VOUT充壓，並且其中，在VFB降低到VREF之前，該開關調整器保持空閒狀態，其中VIMIN為預定電壓值。
11.如權利要求10所述的方法，其中，在PFM模式下，該開關頻率與該負載電流成比例，並且在每個開關周期中僅僅產生一個「導通」脈衝來向輸出端傳送固定量的電感能量。
12.如權利要求10所述的方法，其中，在PWM模式下，當佔空比大於40％時，一電晶體產生斜坡補償電流，並且一電晶體和電阻的組合限制峰值電感L電流。
13.如權利要求10所述的方法，其中，在PWM模式下，在每個時鐘周期的開始處，RS觸發器被置位令N通道的開關管SW開通，並且其中，IL通過一電晶體和電阻的組合轉換為VIPK，並且其中，當IL上升到足夠大使得VIPK＝VCONTROL時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
14.如權利要求10所述的方法，其中，在PFM模式下，該誤差放大器和該PWM比較器不工作從而降低靜態電流，並且當VOUT＜VREF時，該RS觸發器被置位令該N通道的SW開通，當VIPK＝VIMIN時，該RS觸發器被復位令該N通道的開關管SW關斷。
15.如權利要求10所述的方法，其中，在PWM模式下，當至少連續兩個周期VIPK＜VIMIN並且輸出電壓VOUT高於目標電壓，則從PWM模式轉換到PFM模式。
16.如權利要求10所述的方法，其中，在PFM模式下，當該開關SW關斷後，定時器啟動；在該定時器結束時，該反饋比較器檢查輸出電壓VOUT，如果該輸出電壓VOUT小於目標電壓，從PFM模式轉換到PWM模式。
17.如權利要求10所述的方法，其中該開關調整器包括振蕩器、誤差放大器、PWM比較器、反饋比較器、輕載比較器以及電流傳感放大器。
18.如權利要求17所述的方法，其中，在PFM模式下，能夠關斷所述誤差放大器、振蕩器、PWM比較器以及電流傳感放大器。
全文摘要
公開了一種用於控制開關調整器的方法和裝置，該方法和裝置在負載電流高於預定值時，採用傳統的脈衝寬度調製(PWM)模式，而當負載電流低於預定值時，自動轉換到脈衝頻率調製(PFM)模式。這種模式轉換可以在負載電流較小時提高調整器的效率，而不引起輸出電壓大的瞬態變化。在一些實施例中，在PFM模式下通過一個開關周期來調整輸出，這就可以減少開關損耗並提高調整器的效率。
文檔編號H02M3/156GK101034851SQ200610142569
公開日2007年9月12日 申請日期2006年10月30日 優先權日2005年10月28日
發明者詹姆斯·H.·阮, 託馬斯·T.·江, 克里斯多福·T.·法爾維 申請人:美國芯源系統股份有限公司