可調諧振器、可調諧光源、多重諧振器的波長調諧方法
2023-07-29 10:45:11
專利名稱：可調諧振器、可調諧光源、多重諧振器的波長調諧方法
技術領域：
本發明涉及可用於例如WDN(Wavelength Division Multiplexing，波分復用)傳輸系統等的可調諧光源等。
背景技術：
隨著寬帶時代的到來，為了有效利用光纖，可用單個系統進行多個光波長的通信的WDN傳輸系統被廣泛引入。最近，能夠復用數十個光波長進行更高速傳輸的DWDM裝置(dense wavelength division multiplexingdevice，密集波分復用裝置)得到了廣泛利用。隨之，在各個WDM傳輸系統中需要與每個光波長對應的光源，並且隨著高復用，所需要光源的數量大大增加。尤其最近，為了商業化應用而對在各個節點分/插(Add/Drop)任意波長的ROADM(reconfigurable optical add/dropmultiplexers，可重構光分插復用器)進行研究。若引入該ROADM系統，則除了能夠擴大基于波長復用的傳輸容量，還能夠通過改變波長來進行光路切換，因此光網絡的自由度顯著提高。
作為WDM傳輸系統用的光源，目前為止，單縱模振蕩的DFB-LD(Distributed feedback laser diode，分布反饋半導體雷射器)由於便於使用且可靠性高而一直被廣泛使用。在DFB-LD中，在整個諧振器區域形成有深30nm左右的衍射光柵，從而能夠在與衍射光柵周期和等效折射率的兩倍的乘積相對應的波長上獲得穩定的單縱模振蕩。但是在DFB-LD中，由於不能跨過振蕩波長的大範圍調諧，所以對於每個ITU(internationaltelecommunication union；國際電信聯盟)網格使用僅波長不同的製品來構成WDM傳輸系統。因此，由於在各個波長需要使用不同的製品，所以造成管理成本的增加，或需要用於應對故障的剩餘存貨。此外，若在根據波長切換光路的ROADM中使用通常的DFB-LD，則基於溫度變化的波長範圍的可調諧幅度被限制在3nm左右。因此，難以構成對積極使用波長資源的ROADM的特長有效利用的光網絡。
為了克服上述目前的DFB-LD所具有的問題，並能夠在寬的波長範圍內實現單縱模振蕩，對作為可調諧光源的可調諧雷射器進行了深入研究。下面，通過從下述非專利文獻1詳細說明的內容中舉出幾個示例來說明現有的可調諧雷射器。
可調諧雷射器大致可分為兩種類型，即，在雷射元件中設置可調諧機構的類型和在雷射元件外設置可調諧機構的類型。
在前一類型中，提出有DBR-LD(Distributed Bragg reflector Laserdiode，分布反饋半導體雷射器)。該DBR-LD是將產生增益的有源區域和由衍射光柵產生反射的DBR區域形成在同一雷射元件內的構造。該DBR-LD的可調諧範圍最高也不過10nm。另外，還提出有使用不均勻衍射光柵的DBR-LD。該DBR-LD是將產生增益的有源區域和從前後方夾住該有源區域的DBR區域形成在同一雷射元件內的構造。在前後和後方的DBR區域中，由不均勻衍射光柵產生大量的反射峰值，且反射峰值的間隔在前方和後方僅錯開一點點。由於通過該構造能夠獲得所謂的「微調效應(vernier effect)」，所以可實現極寬的可調諧範圍。在該使用不均勻衍射光柵的DBR-LD中能夠實現超過100nm的調諧動作和40nm的準連續調諧動作。
後一類型的可調諧雷射器是使設在雷射元件外部的衍射光柵旋轉從而使特定波長的光返回到雷射元件的構造。
非專利文獻1小林功朗著，「光集積デバイス(光集成器件)」、第一版第二次印刷，共立出版株式會社、2000年12月，p.104-122；非專利文獻2「Optical Filter Design and Analysis(光纖設計及分析)」C.K.Madsen，J.H.Zhao。
然而，雖然在以往的可調諧雷射器中，至今為止提出了多種構造，但是易於發生稱為「振蕩模跳變」的無法預期的波長切換事故。此外，由於存在波長控制方法複雜、抗振性弱、元件增大而帶來的價格升高等缺點，所以難以實際應用的狀況一直沒有改變。
在DBR-LD中，通過向DBR區域注入載流子，使所述DBR區域中的折射率發生變化，從而使波長範圍變化。因此，由於電流注入造成結晶缺陷增加，於是折射率相對於電流注入的變化比率顯著變動，所以難以在長期使用中維持固定波長的雷射振蕩。此外，以現有的化合物半導體的加工技術，不可能進行三英寸(inch)以上的加工。為了實現該過程，則需要巨額的開發費用。因此，在具有大型尺寸構造的雷射元件中，其製造成本大幅上升。
此外，在將可調諧機構設在外部的雷射元件中，由于振動而易於發生振蕩模跳變，因此為了避免這種情況需要大型的抗震機構。因此導致模塊尺寸的增大以及價格的上升。
發明內容
因此，本發明的目的在於，提供一種能夠克服在實際應用中成問題的現有可調諧雷射器的技術問題，實現高可靠性、高性能、低價格的可調諧光源等。
為了達成上述目的，本發明的可調諧振器的特徵在於包括多重諧振器，其以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振；和可調諧單元，其同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長。
在所述本發明的可調諧振器中，為了控制以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振的多重諧振器的諧振波長，通過可調諧單元同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長。
當所述多重諧振器為三個諧振元件串聯連接的構造時，設所述諧振元件的光程長為L0、L1、L2，設三個中最短的光程長為L0，在M1＞0，M2＞0的條件下，將微調階數M1、M2定義為M1=L1L1-L0,M2=L2L2-L0,]]>使得L1=M1M1-1L0,L2=M2M2-1L0]]>的條件成立。
另外，當光程長的改變量為諧振元件中的光的波長的長度( λ為波長，n為折射率)時，將改變了光程長的相位量Phase定義為一個周期。用具體數值來說明，例如，當光程長變化了 時，所述相位量Phase為2。
在以上的定義下，當所述多重諧振器為三個諧振元件串聯連接的構造時，將與改變了光程長的兩個諧振元件相對的各自的相位量Phase設為PhaseM1、PhaseM2，於是，所述可調諧單元基於斜率為 的線性函數來控制所述相位量PhaseM1、PhaseM2的增減量。
所述線性函數優選設為PhaseM1=M1-1M2-1PhaseM2+N+.]]>在該式中，N表示周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的周期，N＝0、±1、±2、±3、…。另外，φ表示初始相位。一般0≤φ＜1，這是因為滿足φ＜0或1≤φ的φ實質上和滿足0≤φ＜1的φ等效。
所述線性函數也可被設為PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N+.]]>所述函數mod[m，n]是表示m被n除所得到的餘數的函數。在這裡「餘數」是指小數點以後的數值。
為了導出所述函數mod[m，n]，設m＝(M2-1)/(M1-1)×PhaseM2n＝1，則，PhaseM1＝mod[m，n]+N+φ，PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N+.]]>若將與所述多重諧振器的諧振波長λ對應的諧振元件的所述相位量設為PhaseM1(λ)、PhaseM2(λ)，則所述線性函數為PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N1+.]]>說明該式的導出過程。
設m=M2-1M1-1{1SCHANNEL(M2-1)(-WCENTER)+N2+}]]>n＝1，則PhaseM1(λ)如下所示PhaseM1(λ)＝mod[m，n]+N1+φ1。
由於函數mod[m，n]是表示m被n除所得到的餘數的函數，所以PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N1+]]>PhaseM2=1SCHANNEL(M2-1)(-WCENTER)+N2+2.]]>因此，PhaseM1(λ)和PhaseM2(λ)的關係式如上所述。
N1、N2和所述N相同，表示周期不同的兩個諧振元件的頻率相交的周期。φ1，φ2表示初始相位，WCENTER表示諧振波長λ的可調諧範圍的中心，SCHANNEL表示諧振波長λ的可調諧的最小間隔。各個初始相位，即φ，φ1，φ2，可以是諧振波長中光強度最大時的值。此時，可獲得穩定的諧振波長的光。該初始相位的值可以通過計算從理論上求出，也可以通過實測進行實驗求解。實際上，在製作該元件時，會由於受到製造誤差的影響而使得設計值和實測的初始相位不一致。因此，通常在製造後進行初始相位值的測定。各個周期，即N、N1、N2可設為「0」。此時，由於用於獲得作為目標的特性所需的相位量最小，所以用於獲得諧振頻率所需的功率、熱量等的能量最小，從而能夠效率良好地實現諧振波長的光。
允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍以內。
允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內。
允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內。
即，由於相位量PhaseM1(λ)、相位量PhaseM2(λ)在所述範圍內時諧振狀態比較穩定，因此允許其在所述範圍內。為獲得更加穩定的狀態，優選在所述的「向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量」的50％以內，最好在30％以內。
優選所述可調諧單元構成為基於調諧元件的溫度特性來改變諧振元件的諧振波長的結構。此時，優選所述可調諧單元調節所述諧振元件的光路折射率和光路長度中的至少一個要素來改變所述光程長。
所述諧振元件也可由具有環形波導的環形諧振元件構築。在具有所述環形波導的光諧振元件中包括兩種結構，一種是僅具有環形波導的結構，另一種是除了環形波導外，還包括輸入、輸出各自的波導的結構。
所述多重諧振器可具有光反射功能單元。所述光反射功能單元是使光反射或透射到所述多重諧振器的波導構造。或者，所述光反射功能單元包括反射來自所述多重諧振器的光的反射功能元件；和使光在所述多重諧振器和所述反射功能元件之間雙向通過的波導。另外，所述多重諧振器和所述可調諧單元可形成在同一襯底上。
上述結構是以可調諧振器為對象的，但本發明不局限於此。也可將所述本發明的可調諧振器用作可調諧光源。本發明的可調諧光源被構築成包括多重諧振器，其以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振；可調諧單元，其同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件的各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長；光放大單元，其連接在所述多重諧振器的一端；和光反射功能單元，其存在於所述光放大單元與所述多重諧振器的連接端的相反一側。
另外，諧振元件的光程長一般通過光路的折射率×長度來表示。因此，當通過具有多個環形波導的諧振元件構成多重諧振器時，優選通過使用所述可調諧單元調節所述諧振元件的光路(高折射晶體)的折射率，來改變所述諧振元件的光程長。另外，作為多重諧振器，當例如使用標準濾波器、馬赫-曾德爾(Mach-Zehnder)幹涉儀時，通過調節光路的長度，例如在鏡子相互之間所形成的光路的長度來改變所述諧振元件的光程長。另外，構成多重諧振器的諧振元件並不限於以上所述的，任何能夠構成為以周期錯開的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行調諧的多重諧振器的元件都可以。
構成多重諧振器的各諧振元件因光程長的差異而FSR(free spectralrange，自由光譜範圍)稍有不同。因此，在各個諧振元件中產生的光傳輸的周期性變化一致的波長(諧振波長)中，產生最大的光傳輸。由此，在本發明中，串連了多個光程長稍有不同的諧振元件來構成多重諧振器，從而巧妙地利用了由此產生的微調效應。
在本發明中，為了在多重諧振器中以通常最小的間隔改變諧振波長，重要的是同時進行與應該改變光程長的多個諧振元件相對的光程長的改變(相位量)。即，當僅對一個諧振元件改變相位量時，不能以通常最小的間隔改變諧振波長。具體來說，改變各個相位量，使之滿足上述的式子。由此，由於能夠防止多重諧振器以不希望的波長振蕩，所以能夠進行穩定的可調諧動作。
如以上說明的那樣，根據本發明，在以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振的多重諧振器中，由於同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件各自的光程長來控制所述多重諧振器的諧振波長，所以能夠以最小間隔改變諧振波長。其結果是，由於抑制向計劃之外的波長切換，所以能夠實現穩定的可調諧動作，從而能夠提供高可靠性、高性能、以及低價格的可調諧光源。
圖1是示出本發明的實施方式的可調諧振器的基本結構的框圖；圖2是示出利用了圖1所示的可調諧振器的本發明的實施方式的可調諧光源的平面圖；圖3是示出在圖2所示的可調諧光源中，從SOA側看的多環諧振器的波長響應特性的圖；圖4是示出與圖2所示的可調諧光源中所使用的環形諧振器相對的相位量與諧振波長的關係的特性圖；圖5是示出與圖2所示的可調諧光源中所使用的環形諧振器相對的相位量改變時的諧振波長的特性圖；圖6是示出用於說明圖2所示的可調諧光源中的相位量的允許值的、相位量與諧振波長的關係的特性圖；圖7是示出用於說明圖2所示的可調諧光源中的相位量的允許值的、相位量與模增益差的關係的特性圖；圖8是圖7的部分放大圖；圖9是示出本發明其他實施方式的可調諧光源的示意圖。
具體實施例方式
下面根據
本發明的實施方式。
在組合了標準濾波器、PLC型環形諧振元件那樣的光反饋結構，即具有多個環形結構的外部諧振器和SOA那樣的光放大器的可調諧光源中，還沒有確立不使用動態波長穩定機構而進行穩定的波長控制的結構。
本發明的實施方式涉及多重諧振器和包括該多重諧振器的光發生裝置，所述多重諧振器組合了多個具有可進行穩定的波長控制的參數的諧振元件。在本發明的實施方式中，在串聯三個以上的諧振元件的多重諧振器中，設光程長最短的諧振元件的光程長為L0，並對光程長L0以外的諧振元件的各個光程長L定義微調階數(vernier order)M，使得L＝M1/(M1-1)L0的關係成立。然後，根據後述的函數同時改變對多個諧振元件的後述的控制量，從而能夠在不具備動態波長穩定功能的情況下穩定地切換可調諧光源的調諧波長。
如圖1所示，本發明實施方式的可調諧振器的基本結構的特徵在於，包括多重諧振器5，其在周期錯開的三個以上的諧振元件2、3、4的頻率相交的波長進行諧振；可調諧單元6，其同時改變構成所述多重諧振器5的多個諧振元件2、3、4的各自的光程長，從而控制多重諧振器5的諧振波長。
多重諧振器5向光輸入輸出端7入射的光信號(以下稱為光)經過光輸入輸出端7→諧振元件2→諧振元件3→諧振元件4而到達反射功能元件8，並經反射功能元件8反射後，經過諧振元件4→諧振元件3→諧振元件2返回到光輸入輸出端7，並從多重諧振器5的光輸入輸出端7射出。此時，由於從多重諧振器5的光輸入輸出端7射出的光以由諧振元件2、3、4的各自的光程長L0～L2確定的諧振波長，即，以周期錯開的諧振元件2、3、4的頻率相交的波長進行諧振，所以多重諧振器5向光輸入輸出端7輸出的光的強度最強。
從而，可調諧單元6通過同時控制諧振元件3、4的光程長(相位量)，能夠在最小的間隔內改變多重諧振器5的諧振波長。
另外，諧振元件的光程長一般通過光路的折射率×長度來表示。因此，當通過具有多個環形波導的諧振元件2、3、4構成多重諧振器5時，通過使用所述可調諧單元6調節所述諧振元件2、3、4的光路(高折射晶體)的折射率，來改變所述諧振元件2、3、4的光程長。另外，作為多重諧振器5，當例如使用標準濾波器、馬赫-曾德爾(Mach-Zehnder)幹涉儀時，通過調節光路的長度，例如在鏡子相互之間所形成的光路的長度來改變所述諧振元件2、3、4的光程長。另外，構成多重諧振器的諧振元件並不限於以上所述的，任何能夠作為以周期錯開的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行調諧的多重諧振器而構成的元件都可以。另外，構成多重諧振器5的諧振元件並不限於圖示的個數，只要是三個以上，對其個數並沒有限制。
(第一實施方式)下面，基於圖2說明作為第一實施方式的下述示例，即，將具有環形波導的諧振元件(下面稱為環形諧振元件)21、22、23用作構成多重諧振器5的諧振元件2、3、4，並且將三個環形諧振元件21、22、32串連連接來構築多重諧振器20。多重諧振器20對應於圖1的多重諧振器5。
本發明實施方式的可調諧振器具有多重諧振器20，其在周期錯開的三個諧振元件21、22、23的頻率相交的波長上進行諧振；可調諧單元(6)，其同時改變構成所述多重諧振器20的三個諧振元件21、22、23的各自的光程長，從而控制所述多重諧振器20的諧振波長。在圖2所示的實施方式中，TO(Thermo Optic，熱光)移相器17和控制器18被用作圖1所示的可調諧單元6。
在三個諧振元件21、22、23中，用於傳輸光的波導通過高折射率晶體在PLC襯底13上形成為環狀。此外，輸入輸出側波導11、反射側波導12、波導24、25在PLC襯底13上形成直線形狀。諧振元件21、22、23的環形波導、波導24、25形成在同一襯底上，但也可分別形成在不同的襯底上。此外，所述波導也可通過石英玻璃系列晶體、鈮酸鋰等形成在襯底上。
諧振元件21和位於夾持該諧振元件21的位置上的輸入輸出側波導11、波導24通過光學耦合單元耦合。另外，諧振元件22和位於夾持該諧振元件22的位置上的波導24、波導25通過光學耦合單元耦合。另外，諧振元件23和位於夾持該諧振元件23的位置上的反射側波導12、波導25通過光學耦合單元耦合。另外，由於光學耦合單元是通用的，所以省略其詳細說明，任何在所述調諧元件和所述波導之間使光雙向無損耗通過的構造都可以。
向輸入輸出側波導11入射的光信號(以下稱為光)經過輸入輸出側波導11→諧振元件21→諧振元件22→諧振元件23→反射側波導12到達高反射膜(反射功能元件)14，並在高反射膜14上反射，經過反射側波導12→諧振元件23→諧振元件22→諧振元件21返回到輸入輸出側波導11，並從輸入輸出側波導11射向光放大單元SOA 15。此時，由於出射光以諧振元件21、22、23各自的光程長L0～L2所確定的諧振波長，即，周期錯開的諧振元件21、22、23的頻率相交的波長進行諧振，所以光的強度最強。
如圖2所示，構成可調諧單元的TO移相器16、17與環形諧振元件22、23的環形波導的位置相對應地形成在PLC襯底13上。圖2所示的TO移相器16、17具有通過給環形諧振元件22、23的環形波導加熱來改變所述環形波導的折射率，從而改變環形諧振元件22、23的光程長L1、L2的功能。在圖2所示的實施方式中，例如可以使用膜狀加熱器來作為TO移相器16、17，該膜狀加熱器由蒸發鍍膜在環形諧振元件22、23所在位置的PLC襯底13上的氧化鋁膜構成。該膜狀加熱器16、17由後述的控制器18供電加熱。
在使用了玻璃和化合物半導體的環形諧振元件22、23的環形波導中，其晶體的折射率隨溫度在1/1000～1/100的範圍內增大。從而，當環形諧振元件21、22、23的環形波導接收膜狀加熱器16、17的熱量而被加熱時，由於折射率增大，所以所述環形諧振元件21、22、23實際的光程長L1、L2發生變化。通過在作為TO移相器的膜狀加熱器16、17中使用控制器18來提供0.5W的功率，能夠改變相當於多重諧振器20的一個波長的環形諧振元件21、22、23的光程長。
圖2所示的實施方式示出了在環形諧振元件21、22、23的環形波導的光程長中不包含製造誤差的理想狀態下的結構。但在現實中，在製造環形諧振元件21、22、23的環形波導時，有時會在其光程長中產生誤差。因此，也可以在用於確定波長的環形諧振元件21中設置相當於TO移相器16、17的TO移相器，從而在可調諧振器啟動時微調環形諧振元件21的光程長L0。此外，為了抑制各波長通道(wavelength channel)從光電傳輸裝置中所使用的波長偏移，也可在振蕩動作中微調環形諧振元件21的光程長L0。
另外，雖然將加熱型TO移相器16、17用作改變或微調環形諧振元件21、22、23的光程長L0、L1、L2的可調諧單元，但並不限於此。構成環形諧振元件21、22、23的環形波導的晶體具有可逆性。此時，也可以使用將設在襯底上的吸熱型珀爾帖元件(Peltier Element)用作TO移相器16、17，並通過控制器向該珀爾帖元件供電的吸熱機構。當使用該吸熱機構時，由於從環形諧振元件21、22、23的環形波導吸收熱量來進行冷卻，所以所述環形波導的折射率在1/1000～1/100的範圍內減少。由此來改變環形諧振元件21、22、23的光程長L0、L1、L2。另外，作為可調諧單元，雖然使用的是加熱型膜狀加熱器或吸熱型珀爾帖元件，但是任何能夠通過其他手段來改變環形波導的光折射率的元件都可以。
多環諧振器20被構成為串聯了具有互不相同的光程長L0、L1、L2的所述環形諧振元件21～23的光波導型濾波器。多環諧振器20僅在所有的環形諧振元件21～23同時諧振時對諧振波長的光信號進行復用(multiplexes)和去復用(demultiplexes)，通過微調效應得到大的FSR。所謂微調效應，是指組合多個光程長不同的諧振元件以增大可調諧範圍的方法，其在周期錯開的多個諧振元件的頻率的最小公倍數的頻率上疊加各個的諧振頻率。因此，表觀上FSR的功能是成為各環的最小公倍數的頻率。因此，能夠比單個諧振元件更加容易地在大頻率下進行特性的控制。
在所述實施方式中，多重諧振器20被構築成組合了多個環形諧振元件，並通過同一波導11進行光的輸入輸出的構造，但並不局限於此。多重諧振器20還可被構築成下述構造環形諧振元件21、22、23在環形波導中包括輸入輸出各自的波導，從多重諧振器20的一個波導輸入光信號，並從多重諧振器20的其它波導輸出在多重諧振器20中提高了光強度的光信號。
另外，作為多重諧振器20所具有的光反射功能單元，使用了對來自多重諧振器20的光進行反射的高反射膜14和使光在多重諧振器20和高反射膜14之間雙向通過的波導11、12的組合，但並不局限於此。所述光反射功能單元也可構成為使光反射或傳輸(transmits)到多重諧振器20的波導結構。如圖2所示，所述用於反射的波導結構的光反射功能單元被構築成如下構造在不使用高反射膜14的情況下，僅通過反射側波導12使來自多重諧振器20的光的傳輸方向反轉，從而再次返回到多重諧振器20。另外，所述傳輸的光反射功能單元可應用於通過各自的波導進行光信號的輸入和輸出的多重諧振器中，並被構築成使光信號傳輸到多重諧振器內的結構。
以上關於可調諧振器的結構。圖2所示的本發明實施方式的可調諧光源10除了上述可調諧振器的結構之外，還包括與所述多重諧振器20的一端相連的光放大單元15；存在於所述光放大單元15與所述多重諧振器20的連接端的相反一側的反射單元14。在圖2所示的實施方式中，將具有高反射率的反射膜14用作所述反射單元14。可調諧光源10相當於所述的發光裝置。另外，作為反射單元14，只要能夠反射光都可以替代高反射膜14。
所述高反射膜14與可調諧振器的反射側波導12的終端耦合，並具有下述功能將從多環諧振器20通過反射側波導12傳輸的光反射到反射側波導12。光反射功能單元由作為反射元件來反射從多重諧振器20接收的光的高反射膜14和使光在多重諧振器20和反射元件(14)之間雙向通過的波導(反射側波導12)構成，但並不局限於此。光反射功能單元也可以由具有輸入輸出兩個功能的波導構成，即使從多重諧振器20接收的光通過內部返回到多重諧振器20。
作為光放大單元15，使用半導體光放大器(SOA，SemiconductorOptical Amplifier)。另外，作為光放大單元15，可使用光纖放大器等光放大器，也可使用半導體雷射器(雷射器二極體)等光源。
控制器18用於控制作為TO移相器的膜狀加熱器16、17和光輸入輸出單元15。具體來說，控制器18由根據程序動作的微型計算機和由該微型計算機控制供電的直流電源的組合來構成。所述微型計算機具有下述功能從外部輸入表示多重諧振器20的諧振波長的值的控制信號，並根據所述控制信號和預先存儲的預定的數學式來求功率值，然後從直流電源向TO移相器16、17提供相當於該功率值的功率。另外，也可在輸入輸出側波導11中或反射側波導12中插入用於限制頻帶(band)的非對稱馬赫-曾德爾幹涉儀。
下面具體說明在本發明實施方式中控制多重諧振器的諧振波長的情況。
在本發明實施方式中，當控制以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振的多重諧振器的諧振波長時，通過可調諧單元同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件的各自的光程長，從而來控制所述多重諧振器的諧振波長。
當串聯三個諧振元件構成所述多重諧振器時，設所述諧振元件的光程長為L0、L1、L2，設三個中最短的光程長為L0，在M1＞0，M2＞0的條件下，將微調階數M1、M2定義為M1=L1L1-L0,M2=L2L2-L0,]]>使得L1=M1M1-1L0,L2=M2M2-1L0]]>的條件成立。
另外，當光程長的改變量為諧振元件中的光的波長的長度( λ為波長，n為折射率)時，將改變了光程長的相位量Phase定義為一個周期。使用具體數值來說明，例如，當光程長的變化量為 時，所述相位量Phase為2。
在以上的定義下，當串聯三個諧振元件構成所述多重諧振器時，將與改變了光程長的兩個諧振元件相對的各自的相位量Phase設為PhaseM1、PhaseM2，於是，所述可調諧單元16、17、18基於斜率為 的線性函數來控制所述相位量PhaseM1、PhaseM2的增減量。
可調諧光源10在可調諧單元16、17、18的控制下可通過多環諧振器20和SOA 15來自由選擇所需波長。作為基數的環形諧振元件21的光程長L0例如被設為4mm左右，使FSR為50GHz。此時，環形諧振元件22、23的光程長L1、L2利用微調階數M1、M2由下式得出。
L1=M1M1-1L0---(1)]]>L2=M2M2-1L0---(2)]]>這樣構成的三階環形諧振元件21～23和二階環形諧振器一樣，也以各自環形諧振元件21～23的周期移位相匹配的波長，以最小損失進行雷射振蕩。通過周長最短的環形諧振元件21確定通道間隔為50GHz，並通過剩下的兩個環形諧振元件22、23自由選擇振蕩波長。
從SOA 15輸出的ASE光通過三個環形諧振元件21～23，並在高反射膜14上反射，之後再次通過三個環形諧振元件21～23返回到SOA 15。SOA 15和PLC襯底13之間例如通過直接耦合(butt-coupling)而連接。在SOA 15中，給PLC襯底一側的端面實施AR塗覆，光纖一側端面具有10％的反射率。除了直接耦合，SOA 15和PLC襯底13還可以通過無源隊列(Passive Alignment)方式在PLC襯底13上直接安裝或透鏡耦合。
從SOA15射出的光到達SOA 15→無反射膜→輸入輸出側波導11→多重諧振器20→反射側波導12→高反射膜14，在該高反射膜14上反射後，經過路徑反射側波導14→多重諧振器20→輸入輸出側波導11→無反射膜→SOA 15而返回，並在SOA 15的出射側端面上反射。通過該光的反射作用，多重諧振器20作為雷射諧振器發揮作用。該返回光是多重諧振器20的諧振波長的光。其原因如下構成多重諧振器20的各個環形諧振元件21、22、23的FSR稍有不同，因此，在各個環形諧振元件21、22、23中所發生的反射(傳輸)的周期性變化一致的波長(諧振波長)中發生更大的反射。於是，由於周期一致的波長通過各個環形諧振元件21、22、23的波導折射率的變化而大幅改變，所以能夠獲得效率良好的波長調諧動作。該波導折射率例如可通過熱光學效應來改變。所謂熱光學效應是指通過熱來增加材料的折射率的現象，通常，什麼樣的材料都具有該特性。即，可利用多個環形諧振元件21、22、23的溫度特性來改變多重諧振器20的諧振波長。另外，也可通過熱光學效應之外的折射率控制方法、圓周長度的控制來改變波長。
這裡敘述具體的數值示例。設多重諧振器(光波導型濾波器)20的傳輸中心波長為1540nm，多重諧振器20的可諧調範圍為50nm，則作為基數的環形諧振元件21的周長(即L0)為4mm左右。此時，若波長通道的間隔為0.4nm，則M2-1為50nm/0.4nm＝125，因此M2＝126。並且，此時M1從模增益差最大化條件M1-1=M2-1]]>得出M1＝12.2。因此，從式(1)得出L1約為4.36mm，從式(2)得出L2約為4.03mm。
此時，具有最短環形波導L0的環形諧振元件21用於固定ITU柵格(ITU grid)，具有最長環形波導L2的環形諧振元件22用於微調，具有中間長度的環形波導L1的環形諧振元件23用於粗調。
圖3是示出從SOA 15一側看的多環諧振器20的波長響應特性的特性圖。下面基於圖2和圖3進行說明。
在圖3所示的示例中，除了前面的式(1)、(2)，還可設定微調階數使M2-1＝(M1-1)2成立。即，各個環形諧振元件21～23的微調階數為M1＝11，M2＝101。定向耦合器(光學耦合單元)通過設定k＝π/4而作為3dB耦合器動作。被M2-1定義的100個波長通道以50GHz間隔存在，並以被M1-1定義的每十個通道來分組。即，可進行調諧動作的波長數由M2確定，M2-1的100個通道動作。作為插入損耗最小的通道和插入損耗第二小的通道的損耗差的模增益差為3.8dB。
在這裡，包括插入損耗最小的通道的組稱為中心組，與該中心組相鄰的組稱為鄰接組，通過滿足前述的三個式子，可以這樣說在圖3中，中心組內插入損耗第二小的通道和鄰接組內插入損耗最小的通道的插入損耗大體相等。
圖4是示出與環形諧振元件22、23相對的相位量和諧振波長的關係的曲線圖。下面根據圖2和圖4來說明可調諧光源10的動作(其一)。所述相位量被定義為，通過一個波長量的光程長對環形諧振器的變化了的光程長進行標準化而得的相位量。
圖4表示當橫軸為與環形諧振元件23相對的相位量，縱軸為與環形諧振元件22相對的相位量時的表示諧振波長的模擬結果。各個相位量和施加給TO移相器16、17的電能大體成比例。環形諧振元件22的微調階數M1為「12」，環形諧振元件23的微調階數M2為「126」。
在圖4中，縱軸和橫軸的相位量為周期性表示，並在2π處變為1。當向TO移相器16、17提供例如400mW的功率時，可以只改變2π(一個波長的量)的諧振波長的相位。通過使用具有該TO移相器16、17的三階多環諧振器20，能夠以矩陣方式選擇所需的光源振蕩波長。另外，向TO移相器16、17通電，從而僅改變0.5(1/2個波長量)的相位量時的波長特性和僅改變-0.5(-1/2個波長量)時的波長特性相同。因此，環形諧振元件22、23都具有在一個周期中折返同一個波長的特性。多環諧振器20中的特徵在於，波長的矩陣配置並不是完全正交系，而是在圖中向右傾斜。因此，提供給TO移相器16、17的電能具有相互關聯性，而不是獨立關係。
即，由圖4可以看出，為了通常以最小間隔改變諧振波長，需要同時改變與環形諧振元件22、23相對的雙方的相位量。即，基於斜率為 的線性函數來同時改變與環形諧振元件22、23相對的雙方的相位量。
具體來說，改變各個相位量，使其滿足下述的式(3)、式(4)、式(5)、式(6)中的某一個。由此，由於能夠防止以幹擾波長振蕩，所以能夠實現穩定的可調諧動作。
利用TO移相器16、17的溫度特性同時改變環形諧振元件22、23各自的光程長，從而控制多重諧振器的調諧波長。將環形諧振元件21、22、23的光程長設為L0、L1、L2，將微調階數設為M1＞1、M2＞1，將所述光程長設為L1=M1M1-1L0,L2=M2M2-1L0,]]>相位量Phase是通過一個波長量的光程長對變化了的光程長進行標準化而得的，將與改變了光程長的兩個環形諧振元件22、23相對的各自的相位量設為PhaseM1、PhaseM2，此時，所述可調諧單元(16、17、18)根據斜率為 的線性函數來控制所述相位量PhaseM1、PhaseM2的增減量。
當與環形諧振元件22、23相對的相位量分別被設為PhaseM1、PhaseM2時，如式(3)設定所述線性函數。
PhaseM1=M1-1M2-1PhaseM2+N+---(3).]]>在該式中，N表示周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的周期，N＝0、±1、±2、±3、…。此外，φ表示初始相位。一般0≤φ＜1，這是因為滿足φ＜0或1≤φ的φ實質上和滿足0≤φ＜1的φ等效。
這樣，對於兩個相位量PhaseM1、PhaseM2，線性關係式成立。由於可調諧光源10的振蕩波長由作為三個環形諧振元件21～23的周期的FSR的最小公倍數來確定，所以具有這樣的周期性和相互關聯性。
另外，所述線性函數也可設定為下式PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N+---(4).]]>所述函數mod[m，n]是表示m被n除所得到的餘數的函數。在這裡「餘數」是指小數點以後的數值。
為了導出所述函數mod[m，n]，設m＝(M2-1)/(M1-1)×PhaseM2n＝1，則，PhaseM1＝mod[m，n]+N+φ，另外，N和φ相當於上述數值。
另外，若將與所述多重諧振器的諧振波長λ對應的諧振元件的相位量設為PhaseM1(λ)、PhaseM2(λ)，則所述線性函數也可設為PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N1+---(5).]]>說明該式的推導過程。
設m=M2-1M1-1{1SCHANNEL(M2-1)(-WCENTER)+N2+}]]>n＝1，則PhaseM1(λ)如下所示PhaseM1(λ)＝mod[m，n]+N1+φ1。
由於函數mod[m，n]是表示m被n除所得到的餘數的函數，所以PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N1+]]>PhaseM2=1SCHANNEL(M2-1)(-WCENTER)+N2+2---(6).]]>因此，PhaseM1(λ)和PhaseM2(λ)的關係式如上所述。
N1、N2和所述N相同，表示周期不同的兩個諧振元件的頻率相交的周期。φ1，φ2表示初始相位，WCENTER表示諧振波長λ的可調諧範圍的中心，SCHANNEL表示諧振波長λ的可調諧的最小間隔。各個初始相位，即φ，φ1，φ2，可以是諧振波長中光強度最大時的值。此時，可獲得穩定的諧振波長的光。該初始相位的值可以通過計算從理論上求出，也可以通過實測進行實驗求解。各個周期，即N、N1、N2可設為「0」。此時，由於用於獲得各個位相量所需的能量最小，所以能夠效率良好地實現諧振波長的光。
可允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍內。
並且，可允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍內。
可允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內。
並且，可允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內。
可允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內。
並且，可允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內。
即，由於相位量PhaseM1(λ)、相位量PhaseM2(λ)在所述範圍內時諧振狀態比較穩定，因此允許其在所述範圍內。為獲得更加穩定的狀態，優選在所述的「向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量」的50％以內，最好在30％以內。
圖5是示出改變與環形諧振元件22、23相對的相位量以滿足預定式子時的諧振波長的特性圖。下面根據圖2和圖5來說明可調諧光源10的動作。
圖5示出了改變與環形諧振元件22、23相對的相位量以滿足所述式(3)、式(4)、式(5)、式(6)中的某一個時的諧振波長的一個示例。在本示例中，環形諧振元件22的微調階數M1為「12」，環形諧振元件23的微調階數M2為「126」。在圖5中，分別用虛線和單點劃線表示向移相器16、17提供的電能，也就是相位量；用實線表示此時的可調諧光源10的振蕩波長，也就是諧振波長。這樣，根據前述的數學式來控制環形諧振元件22、23的光程長(相位)，能夠離散地實現波長的切換。
另外，在式(3)、式(4)、式(5)、式(6)中，將各個初始相位，即φ，φ1，φ2設為多重諧振器20的諧振波長中光強最大的值。各個周期，即N，N1，N2為「0」。
圖6是用於說明與環形諧振元件22、23相對的相位量PhaseM1、PhaseM2的許可值的、相位量PhaseM1、PhaseM2與諧振波長λ的關係圖。圖7是示出與環形諧振元件22、23相對的相位量和模增益差的關係的特性圖。圖8是圖7的部分放大圖。下面根據圖2、圖4、圖6及圖8來說明。
圖6簡要示出了從圖4中取出的一部分，並在橫軸為與環形諧振元件23相對的相位量PhaseM2，縱軸為與環形諧振元件22相對的相位量PhaseM1時，示出多重諧振器20的諧振波長λ。下面對用於維持多重諧振器20的諧振波長λ的相位量PhaseM1、PhaseM2的許可範圍進行說明。
相位量PhaseM1可以以該諧振波長λ中光強最大時的值O為中心，在僅改變相位量PhaseM1來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量±ΔPM1的範圍內。同樣，相位量PhaseM2可以以該諧振波長λ中光強最大時的值O為中心，在僅改變相位量PhaseM2來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量±ΔPM2的範圍內。即，對於圖6而言就是可在平行四邊形的實線框內。
這裡，諧振波長λ中光強最大也是模增益差最大。因此，當相位量PhaseM1、PhaseM2離開中心點O時，由於噪聲等而提高了隨意向鄰接的諧振波長切換的可能性。因此，為了得到更穩定的諧振狀態，優選在所述的「向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量±ΔPM1、±ΔPM1」的各自的50％以內，最好在其30％以內。即，對於圖6而言，可在平行四邊形的虛線框內或雙點劃線的框內。下面說明確定為「50％」和「30％」的根據。
例如，在SOA 15的增益特性中常有波長依存性。在理想的SOA中不存在波長依存性，但由於材料和製造方法的問題而產生波長依存性。可例舉出最容易成為問題的SOA端面反射的問題。
在理想的SOA中，從外部輸入的光單向通過SOA內部，然後直接射向外部。因此，通過在SOA端面設置無反射塗層，能夠使在端面上的反射率理想地變成「0」。但是，由於實際上反射率不能完全沒有，所以在SOA的內部產生諧振模式。通過該諧振模式，由SOA的諧振器長度(光程長)L確定的周期性脈動(ripple)被包含在放大器的增益成分中。
由於實質上的三階諧振器型雷射器(多重諧振器)的增益特性由三級串連的諧振元件的增益特性和放大器(SOA)的增益特性的乘積決定，所以受SOA的增益特性的影響，多重諧振器的雷射器振蕩的波長通道從預期的波長開始改變。因此，需要在能夠維持儘可能大的模增益差的條件下使雷射器工作。由於這樣的SOA的脈動量為2dB左右，所以三階環形諧振元件構成的多重諧振器的模增益差也需要在2dB以上。
根據模擬，可在圖6中的多重諧振器20的震蕩波長特性的中心部實現最大的模增益差。圖7中繪製了具有M2＝126、M1＝12的特性，且被包含在多重諧振器20中的環形諧振元件22、23的各個環形波導的相位(光程長)中的模增益差。
在多重諧振器20的諧振波長最穩定的條件下，模增益差最大，這一點成為圖6的中心條件。圖7局部示出一個波長通道中的模增益差的條件。由該圖可以看出，得到1dB以上的模增益差的條件是，從最大模增益差的部分向鄰接的波長切換的相位差的±50％的幅度；得到2dB以上的模增益差的條件是相位差的±30％的幅度。必須在能夠得到超過雷射器中所使用的SOA的脈動特性的模增益差的條件下進行動作。一般的SOA的波長脈動特性為2dB左右，若特性良好，則為1dB左右。
(實施方式2)圖9是示出本發明實施方式的其它可調諧光源的示意圖。下面根據該附圖進行說明。
在圖2A所示的實施方式中，將具有環形波導的環形諧振元件21、22、23用作多重諧振器20的諧振元件。在圖9所示的實施方式中，用標準濾波器(etalon filters)31～33代替所述環形諧振元件，並通過串連這些標準濾波器31～33來構成多重諧振器30。
構成多重諧振器30的標準濾波器31、32、33的光程長被設定為是彼此不同的長度。在圖9所示的實施方式中，通過改變標準濾波器31、32、33的光路的長度來改變標準濾波器31、32、33的光程長。
例如從SOA(圖中未示出)輸出的光到達標準濾波器31→標準濾波器32→標準濾波器33→高反射膜34，並由該高反射膜34反射，然後經由標準濾波器33→標準濾波器32→標準濾波器31的路徑返回到SOA。返回到SOA的光以通過標準濾波器31、32、33的光程長L0、L2、L3來確定的諧振波長、即周期不同的標準濾波器(諧振元件)31、32、33的頻率相交的波長進行諧振，因此，從多重諧振器30輸出到SOA的光的強度最強。
在圖9所示的實施方式中，和圖2所示的實施方式相同，也根據式(3)、式(4)、式(5)、式(6)來改變標準濾波器31、32、33的光程長，從而獲得和第一實施方式相同的作用及效果。
另外，例如可用高折射率晶體、馬赫-曾德爾幹涉儀等來代替標準濾波器。高折射率晶體的可調諧單元例如是使雙折射率晶體的入射光的偏振波傾斜的經機構。馬赫-曾德爾幹涉儀的可調諧單元例如是和第一實施方式相同的TO移相器。
另外，構成多重諧振器的諧振元件，除了環形諧振元件之外，還可以是例如標準濾波器、馬赫-曾德爾幹涉儀、高折射率晶體等成為諧振元件的元件。構成多重諧振器的諧振元件因光程長的差異而FSR(free spectralrange，自由光譜範圍)稍有不同。因此，在各個諧振元件中產生的光傳輸的周期性變化一致的波長(諧振波長)中，產生最大的光傳輸。由此，在本發明的實施方式中，串連了多個光程長稍有不同的諧振元件來構成多重諧振器，由此巧妙地利用了微調效應。
本發明不限於上述第一和第二實施方式。例如多重諧振器也可由四個以上的諧振器構成。
工業實用性如以上說明的，根據本發明，在以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振的多重諧振器中，由於同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件的各自的光程長來控制所述多重諧振器的諧振波長，所以能夠以最小間隔改變諧振波長。
權利要求
1.一種可調諧振器，其特徵在於，具有多重諧振器，其以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振；和可調諧單元，其同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長。
2.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述多重諧振器為三個諧振元件串聯連接的構造，將所述諧振元件的光程長設為L0、L1、L2，將微調階數設為M1＞1、M2＞1，將所述光程長設為L1=M1M1-1L0,L2=M2M2-1L0,]]>相位量Phase是通過一個波長量的光程長對變化了的光程長進行標準化而得的，將與改變了光程長的兩個諧振元件相對的各自的相位量Phase設為PhaseM1、PhaseM2，此時，所述可調諧單元根據斜率為 的線性函數來控制所述相位量PhaseM1、PhaseM2的增減量。
3.如權利要求2所述的可調諧振器，其特徵在於，所述線性函數為PhaseM1=M1-1M2-1PhaseM2+N+.]]>
4.如權利要求2所述的可調諧振器，其特徵在於，所述線性函數為PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N+.]]>
5.如權利要求2所述的可調諧振器，其特徵在於，若將與所述多重諧振器的諧振波長λ對應的諧振元件的所述相位量設為PhaseM1(λ)、PhaseM2(λ)，則所述線性函數為PhaseM1=mod{M2-1M1-1PhaseM2,1}+N1+.]]>
6.如權利要求5所述的可調諧振器，其特徵在於，允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的範圍以內。
7.如權利要求5所述的可調諧振器，其特徵在於，允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的50％以內。
8.如權利要求5所述的可調諧振器，其特徵在於，允許所述相位量PhaseM1(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM1(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內，並且允許所述相位量PhaseM2(λ)以該諧振波長λ中光強最大時的值為中心，在僅改變該相位量PhaseM2(λ)來向鄰接的諧振波長切換時所需的相位量的變化量的30％以內。
9.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述可調諧單元基於調諧元件的溫度特性來改變諧振元件的諧振波長。
10.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述可調諧單元調節所述諧振元件的光路折射率和光路長度中的至少一個要素來改變所述光程長。
11.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述諧振元件是具有環形波導的環形諧振元件。
12.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述多重諧振器具有光反射功能單元。
13.如權利要求12所述的可調諧振器，其特徵在於，所述光反射功能單元具有使光反射或透射到所述多重諧振器的波導。
14.如權利要求12所述的可調諧振器，其特徵在於，所述光反射功能單元包括反射來自所述多重諧振器的光的反射功能元件；和使光在所述多重諧振器和所述反射功能元件之間雙向通過的波導。
15.如權利要求1所述的可調諧振器，其特徵在於，所述多重諧振器和所述可調諧單元形成在同一襯底上。
16.一種可調諧光源，其特徵在於，具有多重諧振器，其以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振；可調諧單元，其同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件的各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長；光放大單元，其連接在所述多重諧振器的一端；和光反射功能單元，其存在於所述光放大單元與所述多重諧振器的連接端的相反一側。
17.一種可調諧方法，用於控制多重諧振器的諧振波長，其中所述多重諧振器以周期不同的三個以上的諧振元件的頻率相交的波長進行諧振，所述可調諧方法的特徵在於，同時改變構成所述多重諧振器的所述多個諧振元件各自的光程長，從而控制所述多重諧振器的諧振波長。
全文摘要
本發明提供一種高可靠性、高性能、價格低廉的可調諧光源。其包括以周期不同的三個以上的諧振元件(2、3、4)的頻率相交的波長來諧振的多重諧振器(5)；同時改變構成多重諧振器(5)的多個諧振元件(2、3、4)各自的光程長來控制多重諧振器(5)的諧振波長的可調諧單元(6)。多重諧振器為三個諧振元件串聯的構造，設諧振元件的光程長為L
文檔編號H04J14/02GK1848560SQ20061005834
公開日2006年10月18日 申請日期2006年3月3日 優先權日2005年3月3日
發明者鈴木耕一, 山崎裕幸 申請人:日本電氣株式會社