一種基於電量虛擬化的逆變器並聯下垂控制方法與流程
2023-07-21 12:05:51 1
本發明屬於電力電子控制技術，涉及一種基於電量虛擬化的逆變器並聯下垂控制方法。
背景技術：
微電網作為大電網的有效補充，可實現離網與併網運行，在未來擁有美好的發展前景。在微電網中，各分布式電源常通過逆變器向負載供電。在微電網的建設初期，電源容量和負載需求均較小，有時僅採用單臺大容量逆變器即可滿足系統的功率需求，但隨著電源擴建和負載增加，僅靠提高單臺逆變器的容量來滿足系統功率需求的方法就顯得不切實際。因此，逆變器的並聯控制技術就逐漸成為人們關注的焦點。
在低壓微電網的逆變器並聯繫統中，各逆變器常採用下垂控制，而針對低壓線路呈電阻性的特點，阻性下垂控制常作為優先選擇。對於逆變器並聯繫統而言，如何實現系統功率在各逆變器間的準確分配是研究的關鍵問題。
在實際中，各逆變器支路的線路長度往往不同，從而相應的線路阻抗也不同，這將使各逆變器的等效連接阻抗間出現差異，而該阻抗差異往往就是造成系統功率分配精度低下的主要原因。為改變逆變器的等效連接阻抗，常採用傳統的串聯虛擬阻抗方法，但當採用該方法時，將引入額外的電壓損耗環節，使逆變器輸出電壓的外特性變軟，進而造成系統電壓質量的惡化。
技術實現要素：
本發明的目的在於，提出一種基於電量虛擬化的逆變器並聯下垂控制方法，採用電量虛擬化方法，通過在逆變器支路中等效地引入並聯虛擬電阻，從而達到改變逆變器等效連接阻抗的目的；結合合理的參數設置，在實現系統功率準確分配的同時，也兼顧了系統的電壓質量。
為實現上述目的，本發明通過以下技術方案來實現：
一種基於電量虛擬化的逆變器並聯下垂控制方法，包括以下步驟：
步驟1，在每臺並聯逆變器出口處採樣每臺逆變器輸出的電壓信息和電流信息根據有功功率計算公式和無功功率計算公式得到每臺逆變器向公共負載供應的有功功率p和無功功率q；
步驟2，根據預先設定的下垂控制方程，結合每臺逆變器輸出的有功功率p和無功功率q，得到每臺逆變器輸出電壓的電壓參考值uoref。所述的電壓參考值uoref由幅值參考值uref和頻率參考值fref組成，將幅值參考值uref和頻率參考值fref根據公式uoref＝urefsin2πfreft進行電壓合成，得到每臺逆變器輸出電壓的電壓參考值uoref，其中，t為時間；
步驟3，對每臺逆變器所在支路進行電量虛擬化，所述電量虛擬化就是在傳統的逆變器電壓電流雙環控制環節的基礎上進行改進，具體過程如下：將步驟2中產生的每臺逆變器的參考電壓uoref作為每臺逆變器電壓電流雙環控制環節的電壓外環參考值，並與每臺逆變器出口處的實際電壓uo進行比較，比較後的電壓偏差信號uoref－uo經電壓外環的比例積分控制器後，得到電流內環的電流初始參考值i*lref；虛擬電壓比例係數kvir乘以逆變器出口處的實際電壓uo後，得到虛擬線路阻抗兩端的虛擬線路電壓，虛擬線路電壓再除以預先設定的並聯虛擬電阻rvir，得到虛擬並聯電阻支路的虛擬電流ivir，虛擬電流ivir與電流內環的電流初始參考值i*lref相加後，得到電流內環修正後的電流參考值ilref；
步驟4，將步驟3中電流內環修正後的電流參考值ilref與流經濾波電感的實際電感電流il進行比較，相減後得到的電流偏差信號ilref－il經電流內環的比例控制器後，得到相應的調製信號；
步驟5，將步驟4中的調製信號與載波信號進行比較，得到每臺逆變器的pwm觸發信號；pwm觸發信號驅動相應的功率開關器件，使每臺逆變器輸出目標電壓。
在步驟3中，虛擬電壓比例係數kvir是由虛擬電路中的虛擬電壓比例關係得到的，即必須經過電量虛擬化後才能得到kvir的值，而電量虛擬化是以電流等值為前提的，該方法通過對逆變器的實際輸出電流進行修正，從而實現對逆變器等效連接阻抗的改變。
本發明有益的效果是：由於傳統的串聯虛擬阻抗方法無法同時兼顧系統的功率分配精度和電壓質量，本發明提出的電量虛擬化方法利用控制手段，等效地引入並聯虛擬電阻支路，結合合理的參數設置，不僅可方便地改變逆變器的等效連接阻抗，而且沒有額外增加系統的電壓損耗，在實現系統功率準確分配的同時，也可兼顧系統的電壓質量。
附圖說明
圖1是微電網離網運行時，兩臺容量相同的逆變器並聯後共同向同一負載供電的簡化電路圖；
圖2是單臺逆變器採用下垂控制時的簡化控制框圖；
圖3是對圖2中矩形虛線框內部分電路進行電量虛擬化的示意圖；
圖4是在電量虛擬化方法的基礎上等效地引入並聯虛擬電阻rvir後，逆變器電壓電流雙環控制環節的控制框圖；
圖5是總的等效虛擬線路阻抗zp隨所加並聯虛擬電阻rvir的變化情況；
圖6是在逆變器的電壓電流雙環控制環節中，當電流內環比例控制器中的比例係數kip變化時，逆變器內阻抗z(s)的伯德圖；
圖7是在逆變器的電壓電流雙環控制環節中，當電壓外環比例積分控制器中的比例係數kvp變化時，逆變器內阻抗z(s)的伯德圖；
圖8是在逆變器的電壓電流雙環控制環節中，當電壓外環比例積分控制器中的積分係數kvi變化時，逆變器內阻抗z(s)的伯德圖；
圖9是在逆變器的電壓電流雙環控制環節中，當虛擬電壓比例係數kvir變化時，逆變器內阻抗z(s)的伯德圖；
圖10是當逆變器電壓電流雙環控制環節中的所有控制參數均選定後，電壓傳遞函數g(s)的伯德圖；
圖11是兩臺容量相同的逆變器均經過lc濾波器濾波後，共同向公共負載供電的並聯繫統模型；
圖12是當分別採用傳統的串聯虛擬阻抗方法和本發明所提的電量虛擬化方法時，第1臺逆變器出口處實際電壓的有效值隨時間的變化情況；
圖13是採用傳統的串聯虛擬阻抗方法，當加入較小的串聯虛擬電阻時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況；
圖14是採用傳統的串聯虛擬阻抗方法，當加入較大的串聯虛擬電阻時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況；
圖15是採用本發明所述電量虛擬化方法時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況。
具體實施方式
下面結合附圖和具體實施方式來進一步描述本發明。
低壓微電網離網運行時，以兩臺容量相同的逆變器並聯後共同向同一負載供電為例，它的簡化電路如圖1所示。其中，ztotal是公共負載阻抗；zn∠θn＝rn+jxn(n代表逆變器的編號，n＝1或2)是第n臺逆變器的等效連接阻抗(zn∠θn包括第n臺逆變器的內阻抗和線路阻抗兩部分)；un∠φun是第n臺逆變器出口處的實際電壓；ion∠φin是第n臺逆變器輸出的負載電流；uz∠0°是公共負載端電壓。
第n臺逆變器輸出的復功率sn為：
式(1)中的pn是第n臺逆變器輸出的有功功率，式(1)中的qn是第n臺逆變器輸出的無功功率，由式(1)可得第n臺逆變器輸出的有功功率pn和無功功率qn分別為：
仍以第n臺逆變器支路為例，由於在低壓微電網中，線路阻抗的電阻成分佔優，則θn≈0°；此外，第n臺逆變器輸出電壓的電壓相角φun非常小，則sinφun≈φun。因此，第n臺逆變器輸出的有功功率pn和無功功率qn可表示為：
可以看到，當第n臺逆變器的等效連接阻抗呈阻性，即當zn∠θn≈rn時，第n臺逆變器輸出的有功功率pn和無功功率qn將分別與電壓幅值un和電壓相角φun相關聯，因此，可採用有功功率-電壓幅值、無功功率-電壓相角的阻性下垂控制，但考慮到逆變器輸出電壓初相角的獲取較為困難，因此，對於無功功率而言，可採用無功功率-頻率的下垂方式。
圖2為單臺逆變器採用下垂控制時的系統簡化控制框圖，其中，l、c分別為lc濾波器的濾波電感和濾波電容，udc為直流母線電壓，uinv為逆變器端電壓，uo為逆變器出口處的實際電壓，uz為負載端電壓，il為電感電流，ic為電容電流，io為負載電流，zload為單臺逆變器的等效負載阻抗，zline為線路阻抗。
在圖2中，逆變器可根據下垂控制方程產生電壓電流雙環控制環節的電壓外環參考值，而電壓電流雙環控制環節通過對逆變器出口處的實際電壓進行調整，從而實現對逆變器輸出的有功功率和無功功率進行控制。
逆變器的電壓電流雙環控制環節一般由電壓外環和電流內環組成，電壓外環採用比例積分控制器，可實現對逆變器輸出電壓的精確控制，電流內環採用比例控制器，可抑制lc濾波器的諧振尖峰，而本發明所述電量虛擬化方法本質上就是通過對逆變器的電壓電流雙環控制環節進行改進來實現的。
採用本發明所述電量虛擬化方法時的具體步驟如下：
步驟1，在每臺逆變器的出口處採樣其輸出的電壓信息和電流信息，計算得到每臺逆變器向公共負載供應的有功功率和無功功率；
步驟2，每臺逆變器根據預先設定的功率下垂特性方程，結合每臺逆變器輸出的有功功率p和無功功率q，得到每臺逆變器出口處實際電壓的電壓幅值參考值和頻率參考值。
相應的功率下垂特性方程為：
uref＝u0-mpp(6)
fref＝f0+mqq(7)
其中，uref是逆變器出口處實際電壓的幅值參考值，fref是逆變器出口處實際電壓的頻率參考值，u0是在空載條件下逆變器出口處實際電壓的電壓幅值，f0是在空載條件下逆變器出口處實際電壓的頻率，mp是有功功率的下垂係數，mq是無功功率的下垂係數。
fref與uref進行電壓合成後，逆變器出口處實際電壓uo的參考電壓為：
uoref＝urefsin2πfreft(8)
步驟3，對圖2中矩形虛線方框內的部分電路進行電量虛擬化，相應電量虛擬化的過程如圖3所示。圖3中，箭頭左側為實際電路，箭頭右側為對應虛擬電路，為虛擬線路阻抗，為流經的虛擬電流，為無窮大虛擬電阻，分別為流經的虛擬電流，為虛擬負載阻抗，為流經的虛擬電流。
當負載突變時，相較於逆變器出口處實際電壓uo發生的小範圍變化，負載電流io可更好地反映逆變器輸出功率的變化情況，因此，電量虛擬化是在虛擬電流與實際電流相等，即電流等值的約束下進行的。
在電流等值的約束下，當實際阻抗zline、zload變化時，將分別按的關係進行變化；同時，因的電阻值為無窮大，則均為零，圖3中電量虛擬化的目的是建立兩電路間相應電壓、電流及元件的對應關係，以便將相關虛擬電壓、虛擬電流引入實際逆變器的控制之中。
利用電量虛擬化方法，對逆變器的電壓電流雙環控制環節進行改進，等效地引入並聯虛擬電阻rvir支路，改進後的電壓電流雙環控制環節的控制框圖如圖4所示，其中，實線為未引入並聯虛擬電阻rvir前，採用相關虛擬電壓、虛擬電流與實際電壓、實際電流相結合時的控制框圖，虛線為引入的並聯虛擬電阻環節。gv(s)是逆變器電壓電流雙環控制環節的電壓外環控制器，gi(s)是逆變器電壓電流雙環控制環節的電流內環控制器，其中，gv(s)＝kvp+kvi/s，gi(s)＝kipkpwm，kip為電流內環控制器的電流比例係數，kvp為電壓外環控制器的電壓比例係數，kvi為電壓外環控制器的電壓積分係數，kpwm為逆變器等效增益，kvir為虛擬電壓比例係數，ivir為流經並聯虛擬電阻rvir支路的虛擬電流，i*lref為的參考值，i*lref也是電流內環的電流初始參考值，ilref為ic+io的參考值，ilref也是電流內環修正後的電流參考值ilref，uoref為uo的參考值。
圖4中，uoref作為逆變器電壓電流雙環控制環節的電壓外環參考值，其與逆變器出口處的實際電壓uo進行比較，比較後的電壓偏差信號uoref－uo經電壓外環的比例積分控制器後，得到電流內環的電流初始參考值i*lref；
結合圖2、圖3和圖4共同分析，未引入並聯虛擬電阻rvir前，因可認為電壓外環偏差信號uoref－uo經gv(s)後產生的為的參考值，此時i*lref＝ilref。對於不同支路而言，線路阻抗zline可能存在差異，因此各逆變器支路中的負載電流io可能不相等，進而對應也不同。
當圖4中引入虛線所示的並聯虛擬電阻rvir環節後，因虛擬電壓比例係數kvir為虛擬線路阻抗兩端的虛擬電壓與逆變器出口處的實際電壓uo的比值，這相當於在虛擬電路中虛擬線路阻抗的兩端並聯了一阻抗值為rvir的虛擬電阻或將換成了rvir，且流經rvir的虛擬電流ivir將對流經濾波電感的實際電流il的參考值ilref進行強制修正，使ilref＝i*lref+ivir，此時，相當於間接地改變了逆變器的等效連接阻抗。
步驟4，將步驟3中的電流參考值ilref與流經濾波電感的實際電流il進行比較，比較後得到的電流偏差信號ilref-il經電流內環的比例控制器後，得到相應的調製信號；
在逆變器並聯繫統中，若在線路阻抗zline不同的各逆變器支路中均引入相等的並聯虛擬電阻rvir，經分析易知：當並聯虛擬電阻rvir足夠小時，根據虛擬並聯電路的特點，可認為各逆變器支路的虛擬線路總阻抗zp接近相等，其值約為rvir，且仍呈阻性，滿足阻性下垂控制時的阻抗條件；同時，各逆變器支路中的實際負載電流io將因上述強制修正作用而接近相等，進而使各逆變器等效連接阻抗間的差異減小。
考慮到低壓線路中電阻佔優，設線路電阻為rline，則|zline|≈rline，對應到虛擬電路中有當加入並聯虛擬電阻rvir後，逆變器支路的虛擬線路總阻抗zp隨所加並聯虛擬電阻rvir的變化情況如圖5所示，其中分別為0.1ω、0.15ω、0.3ω和0.5ω，可以看到，當並聯虛擬電阻rvir取各線路中最小線路電阻的0.1倍，即0.01ω時，各逆變器支路的zp接近相等，且均為0.01ω左右，因此，並聯虛擬電阻rvir的值可按各逆變器支路中最小線路電阻的0.1倍選擇。
在圖4中，最關鍵的就是如何確定虛擬電壓比例係數kvir的值，為簡化控制，圖4中的kvir可取恆定值，其值可按式(9)進行粗略計算：
以圖1中的電路為例，若已知公共負載的等效阻抗為ztotal，則在理想情況下，每臺逆變器承擔的等效負載阻抗均為zload＝2ztotal，對應到各虛擬支路中有由此便可根據式(9)分別計算各逆變器支路中的kvir。
但在實際中，負載可能會發生變化，式(9)中的kvir應隨之改變，若繼續採用恆定的kvir，將無法匹配負載變化後虛擬電路中的阻抗比關係，最終造成系統功率分配精度的下降。對於該問題，可採用自適應的kvir來解決。
式(10)即為自適應kvir的計算公式，其中，uoref為圖4中uo的參考值，其值隨各逆變器下垂控制方程中的p和q進行實時調整。當負載發生變化後，kvir將隨之改變，且當系統進入穩態時，可認為uoref＝uo，此時，kviruoref＝kviruo＝iozp＝ivirrvir，因此，採用式(10)來確定kvir的值可實現系統的實時準確控制。注意，式(10)中存在複數運算，但因φi較小，且rvir對相角的改變也非常有限，為簡化控制，可將kvir取幅值運算。
由圖4可得到逆變器輸出電壓為：
δ＝lcrvirs3+kipkpwmcrvirs2+(kipkpwmkvprvir+rvir-kipkpwmkvir)s+kipkpwmkvirvir
(12)
式(11)可寫成
uo(s)＝g(s)uoref(s)-z(s)io(s)
(13)
其中
z(s)即為逆變器的內阻抗，但由於式(10)中的zp已經將線路阻抗zline考慮進來，相當於將線路阻抗通過控制手段整合進了逆變器的內阻抗之中，因此，也可認為z(s)為逆變器的等效連接阻抗。由式(15)可以看到，在選定足夠小的rvir後，z(s)與逆變器的其他控制參數也有關，為實現阻性下垂控制，z(s)在工頻時應呈阻性，圖6-圖9分別為kip、kvp、kvi及kvir變化時z(s)的伯德圖。
由圖6可以看出，當kip在較大範圍內變化時，z(s)在工頻段基本均呈阻性，當kip越大時，系統的跟蹤速度就越快，但過大的kip不利於系統穩定，因此，kip選為0.31。
圖7中，當kvp增大時，z(s)在工頻附近的阻性頻帶將變寬，但過大的kvp將使z(s)的高頻段趨於感性，不利於高頻諧波的抑制，因此，kvp的值不應過大；此外，過小的kvp將使z(s)的幅值增大，進而增加系統的電壓損耗，因此，選kvp為1.06。
圖8中，kvi越小時，z(s)在工頻附近的阻性頻段越寬，但過小的kvi將使系統的電壓跟蹤精度變差，因此，選kvi為0.5。
當採用自適應的虛擬電壓比例係數kvir時，kvir將隨負載的變化而變化，由圖9可以看到，z(s)的阻性頻帶和幅值基本不受kvir的影響，因此，採用自適應的kvir仍然可行。
當所有控制參數均選定後，由圖10可以看到，在工頻附近，電壓傳遞函數g(s)的幅值誤差和相角誤差均近似為零，滿足設計要求。
步驟5，將步驟4中產生的調製信號與載波信號進行比較，得到逆變器的pwm觸發信號；pwm觸發信號驅動相應的功率開關器件，使逆變器輸出目標電壓。
為驗證本發明所述電量虛擬化方法的有效性，在matlab中搭建了如圖11所示的兩臺容量相同的逆變器均經過lc濾波器濾波後，共同向公共負載供電的並聯繫統模型。其中，zlinei為第i臺逆變器所在支路的線路阻抗，ztotal為公共負載阻抗，uinvi為第i臺逆變器的端電壓(i＝1或2)，uoi為第i臺逆變器出口處的實際電壓，uz為公共負載端電壓，li、ci分別為第i臺逆變器支路中lc濾波器的濾波電感和濾波電容，ili為流經li的電感電流，ici為流經ci的電容電流，ioi為第i臺逆變器輸出的負載電流。仿真中設置zline1＝0.1+j0.013ω，zline2＝0.17+j0.022ω，同時，為便於比較分別採用傳統串聯虛擬阻抗方法和本發明所述電量虛擬化方法(所引入的並聯虛擬電阻rvir＝0.01ω)時逆變器輸出電壓的變化情況，應減小有功功率-電壓幅值下垂特性對各逆變器輸出電壓的影響，因此，在對有功下垂係數mp進行設置時，選擇了較小的值。
在0到1s之間，公共負載ztotal＝6.661+j1.998ω；
1s時負載突增，公共負載併入16.754+j11.178ω。
分別採用傳統的串聯虛擬阻抗方法和本發明所述電量虛擬化方法進行仿真對比，結果如圖12-圖15所示。
圖12為分別採用兩種方法時，第1臺逆變器出口處實際電壓的有效值隨時間的變化情況，其中，曲線1為採用電量虛擬化方法時，第1臺逆變器出口處實際電壓的有效值隨時間的變化情況，曲線2、3為採用傳統的串聯虛擬阻抗方法時，分別加入較小的串聯虛擬電阻和加入較大的串聯虛擬電阻時，第1臺逆變器出口處實際電壓的有效值隨時間的變化情況。可以看到，曲線1、2、3在負載突增後均發生了不同程度的下降，但曲線1的電壓下降幅度小於曲線2、3的電壓下降幅度。
圖13為加入較小的串聯虛擬電阻時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況。可以看到，當加入較小的串聯虛擬電阻時，各逆變器等效連接阻抗間的差異仍較明顯，因此，系統功率的分配精度較低。
圖14為加入較大的串聯虛擬電阻時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況。可以看到，當加入較大的串聯虛擬電阻時，由於各逆變器等效連接阻抗間的差異減小，因此，系統功率的分配精度得到改善。
圖15為採用本發明所述電量虛擬化方法時，系統的有功功率和無功功率在兩臺並聯逆變器間的分配情況。可以看到，由於虛擬電壓比例係數kvir可實時滿足各逆變器支路中的虛擬阻抗比關係，因此，zp在負載突增前後均未發生明顯變化，且由於引入的並聯虛擬電阻rvir足夠小，使各逆變器的等效連接阻抗接近相等，且仍呈阻性，在滿足功率解耦下垂控制的同時，也實現了系統功率的準確分配。
與傳統的串聯虛擬阻抗方法不同，本發明提出的電量虛擬化方法：在電流等值的約束下，從控制的角度出發，等效地在各並聯逆變器支路中引入並聯虛擬電阻，可方便地改變各並聯逆變器的等效連接阻抗，且未引入額外的電壓損耗環節，在實現系統功率準確分配的同時，也兼顧了系統的電壓質量。