一種模塊化電機系統及其驅動控制方法與流程
2024-03-06 01:05:15
本發明屬於交流電機與驅動控制領域，更具體地，涉及一種模塊化電機系統及其驅動控制方法。
背景技術：
隨著現代電機與電力電子控制技術的發展，基於電力電子逆變器驅動的交流電機變頻調速系統，已廣泛應用於伺服和交通牽引領域。由於該系統的調速變頻功能由脈寬調製技術結合逆變器的高速開關特性實現，電機的繞組端存在以高頻脈衝序列為特徵的共模電壓。共模電壓產生的共模電流沿電機繞組傳導，通過電機繞組與機殼或者軸承之間的雜散電容傳導到接地端，不但增加了系統的電磁幹擾噪聲，而且會對電機絕緣和軸承等部件形成持續的損害，是電機驅動中的主要問題之一。
技術實現要素：
針對現有技術的缺陷，本發明的目的在於提供一種模塊化電機系統及其驅動控制方法，旨在解決現有技術通過電機繞組與機殼或者軸承之間的雜散電容傳導到接地端，導致增加了系統的電磁幹擾噪聲且會對電機絕緣和軸承等部件形成持續的損害的問題。
本發明提供了一種模塊化電機系統，包括：電機本體和用於驅動電機的脈寬調製電路；所述電機本體包括：電機定子和轉子，所述轉子嵌套於所述定子內且與其同軸放置，所述定子中的繞組用於接入外部交流電源使其在電機內部產生合成的旋轉磁場，轉子表貼的磁鋼用於與定子產生的旋轉磁場作用形成轉矩從而驅動轉子旋轉；所述脈寬調製電路包括：連接於同一個直流母線電源的兩套三相逆變器，用於控制兩套三相逆變器的控制電路和採樣反饋電路；兩套三相逆變器用於產生交流電壓輸入至電機定子繞組中；所述控制電路用於產生逆變器的脈寬調製驅動信號和反饋信號；所述採樣反饋電路用於採集電機定子繞組電流和轉子位置信息並送入至所述控制電路中。
更進一步地，電機中兩套三相繞組的對應相之間具有相同的反電動勢，且兩套繞組對應相之間無耦合，兩套繞組產生的轉矩疊加在轉子上。
更進一步地，在電機的繞組中，一臺電機所包含的單元電機的個數為定子槽數和極數的最大公約數。
更進一步地，所有單元電機數為偶數的槽極配合。
更進一步地，所述電機本體為三相同步電機或三相異步電機。
更進一步地，所述電機轉子為繞線式或永磁式；所述定子繞組為分數槽集中繞組或整數槽分布繞組。
本發明還提供了一種基於上述的模塊化電機系統的驅動控制方法，包括下述步驟：
通過參考電壓指令Vd，Vq計算參考合成電壓矢量V*的幅值和相角；
通過參考合成電壓相角θ確定所述參考合成電壓矢量V*所在的扇區；並根據V*的幅值和矢量分解原理計算出兩個並聯電壓矢量所需作用的時間t1、t2；
根據兩個並聯電壓矢量所需作用的時間獲得一個周期內的並聯電壓零矢量作用時間t0＝Ts-t1-t2；
根據所述作用時間將對應的並聯電壓矢量的作用均勻分配給兩個並聯的逆變器以保證對應相在一個開關周期輸出的佔空比相同；並將一個開關周期分為7段，其時間排序為(t0/4，t1/2，t2/2，t0/2，t1/2，t2/2，t0/4)，將後半周期的t1/2和t2/2兩個時間分段的順序互換，保證一個開關周期內每相開關狀態只變換兩次，減小開關次數；
根據每相的開關狀態和時間生成並聯逆變器所需的驅動信號進而實現所需的參考電壓輸出。
更進一步地，確定V*所在的扇區具體為：當空間向量圖中合成向量角度-30°≤θ≤30°時，參考合成電壓矢量V*落在扇區1的區間內，選擇扇區1對應的相鄰的兩個並聯電壓矢量(210)和(201)作為合成V*的基本矢量。
更進一步地，所述參考合成電壓矢量V*的幅值所述相角
更進一步地，兩個並聯電壓矢量所需作用的時間t1、t2通過如下公式計算；其中θ為參考電壓矢量與扇區開始的並聯電壓矢量的夾角，Vc為並聯電壓矢量的幅值，t1、t2為扇區的兩個並聯電壓矢量的作用時間，Ts為開關周期。
通過本發明所構思的以上技術方案，與現有技術相比，由於消除了逆變器輸出到負載的共模電壓，同時省去了應用於並聯逆變器的耦合電感部件，能夠取得保護電機絕緣和軸承，簡化逆變器系統的結構，提高系統的可靠性有益效果。
附圖說明
圖1是按照本發明實現的模塊化電機的結構；
圖2是按照本發明實現的模塊化電機的典型設計結果；
圖3是按照本發明實現的模塊化電機的驅動電路；
圖4是按照本發明實現的模塊化電機控制框圖；
圖5是按照本發明實現的逆變器零共模空間矢量PWM的並聯電壓矢量圖；
圖6是按照本發明實現的模塊化電機及其驅動器考慮了反電動勢相等效果後的等效電路圖；
在所有附圖中，相同的附圖標記用來表示相同的元件或結構，其中：1為定子模塊；2為永磁轉子。
具體實施方式
為了使本發明的目的、技術方案及優點更加清楚明白，以下結合附圖及實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。
本發明提供的模塊化電機系統包括：模塊化電機本體及用於驅動電機的脈寬調製電路；其中模塊化電機本體包括電機定子及轉子，轉子嵌套於定子內與其同軸放置，定子中的繞組用於接入外部交流電源使其在電機內部產生合成的旋轉磁場，轉子表貼的磁鋼用於與定子產生的旋轉磁場作用形成轉矩從而驅動轉子旋轉；脈寬調製電路包括連接於同一個直流母線電源的兩套三相逆變器，控制兩套三相逆變器的控制電路及採樣反饋電路，其中兩套三相逆變器用於產生交流電壓輸入到電機定子繞組中，控制電路用於產生逆變器的脈寬調製驅動信號和反饋信號的處理，採樣反饋電路用於採集電機定子繞組電流和轉子位置等信息送入到控制電路中。
本發明通過將電機設計為模塊化並聯結構；其中電機兩套三相繞組的對應相之間具有相同的反電動勢，且兩套繞組對應相之間的耦合可忽略不計，兩套繞組產生的轉矩疊加在轉子上。本發明的另一主要內容，是在調製方法方面，即在傳統三相逆變器電壓空間矢量調製的基礎上，應用並聯電壓矢量來合成參考電壓，並將並聯參考電壓在一個開關周期內均分給兩個逆變器。通過這種特殊的調製方法，可以保證逆變器輸出的共模電壓保持為零，並利用電機的繞組電感抑制兩個逆變器對應相之間的環流。
本發明提出了一種模塊化電機的結構；電機按照模塊化設計成兩個三相結構，分別由兩個並聯的逆變器驅動，可將定子視作由兩模塊構成，通過特定的槽極配合設計，保證兩定子模塊對應相的反電動勢一致。在電機的繞組中，一臺電機所包含的單元電機的個數，定義為定子槽數和極數的最大公約數。所有單元電機數為偶數的槽極配合，均為滿足本發明的電機定子槽極配合。電機轉子設計為兩對極的表貼式永磁結構。每個模塊產生的電磁轉矩作用在轉子上後，通過疊加產生總電磁轉矩。在控制方面，兩套逆變器採用統一的控制器，通過矢量控制的方法產生d-q坐標下的旋轉參考電壓矢量。在每個逆變器基本電壓矢量(100，110，010，011，001，101)的基礎上，將相鄰兩個電壓矢量合成為並聯電壓矢量(210，120，021，012，102，201)，採用並聯電壓矢量合成參考電壓矢量，並按照合成結果在一個開關周期之內均分給兩個逆變器，保證了任何時刻兩個逆變器總有三個橋臂接入正母線，另外三個橋臂接入負母線，使得共模電壓保持為零。同時，兩套繞組的電感可以用於抑制逆變器對應相瞬時電壓不同帶來的環流。
本發明提供一種模塊化電機的設計方法，使電機由兩個三相模塊組合而成。電機各模塊之間耦合小，並且各三相模塊由獨立的逆變器驅動控制。在兩個三相逆變器模塊的統一控制下，通過並聯電壓矢量合成的方法實現逆變器零共模電壓輸出，同時完成電機矢量控制的功能。利用電機繞組自身電感抑制環流，省去額外的耦合電感。
為了更進一步的說明本發明提供的模塊化電機系統及其驅動控制方法，現結合附圖及具體實例詳述如下：
如圖1所示，模塊化電機包括定子和轉子兩部分。定子在圓周上均分為兩部分，每部分包括三相模塊化定子鐵心及其繞組，即分為了A1-B1-C1和A2-B2-C2模塊。轉子結構包括了多對極的永磁轉子，通過特定的槽極配合設計，其設計方法為一臺電機所包含的單元電機的個數，定義為定子槽數和極數的最大公約數，例如此電機結構中槽數為12，極數為8，則單元電機個數為4,其他滿足偶數個單元電機槽極配合的電機設計方案均適用於此模塊化電機設計的要求。同時由於空間布局上的隔離，兩套繞組之間的互感耦合非常小，可以視為獨立。使電機的單元電機數目為偶數，在A1-B1-C1和A2-B2-C2繞組中有相同的反電動勢。
如圖2所示，設計了一套模塊化電機拓撲的具體實施例。該實施例由具有12槽的定子1和具有4對極永磁體的轉子2構成。圍繞定子1的12個齒，嵌放有12個彼此獨立的非重疊線圈。這些獨立線圈按圖所示連接成兩套三相對稱繞組，每套繞組的對應相之間無電磁耦合，因而可將定子1視作兩個獨立的模塊化定子。該電機拓撲的兩套三相繞組分別由兩套三相逆變器並聯驅動。
如圖3所示，模塊化電機由兩套並聯於同一直流電源的電壓型逆變器驅動。每套三相逆變器包括三個橋臂，由上下兩個開關管串聯組成，橋臂中點與模塊化電機對應相連接。模塊化電機六相繞組一側連接六個橋臂輸出中點，通過電機的六相繞組電感和另一側的交流側中點O2連接，其中對應相的繞組電感生成相同的反電動勢可以合併為一個反電動勢，最後六相繞組生成的反電勢化簡為三相等效反電動勢(EA，EB，EC)。在這種繞組連接下，逆變器通過開關模式向模塊化電機每相繞組注入控制電流。六個橋臂輸出開關電壓的平均值即為共模電壓。如果共模電壓不為零，其產生的共模電流通過交流側中點O2對地的雜散電容傳導入地。
如圖4所示，模塊化電機採用傳統的矢量控制方法。控制系統由內環(電流環)與外環(速度環)組成。速度環通過速度控制器調節參考速度與反饋速度之差得到轉矩電流分量的指令值iqref。參考電流在d-q坐標下與反饋電流比較，由電流控制器進行調節，產生參考電壓Vd，Vq，再代入零共模空間矢量PWM模塊，產生兩個逆變器各六組PWM信號(PWM1，PWM2)來驅動兩個逆變器，實現對電機兩套三相繞組的電流和速度的控制。電機的轉子位置用於坐標變換，將六組電流由三相靜止坐標系轉換到d-q坐標系，電機的轉速用於速度環反饋。轉子位置和轉速可以由位置傳感器得到，也可以由位置觀測器通過電壓電流得到。
如圖5所示，模塊化電機的零共模空間矢量PWM調製方法是基於並聯電壓矢量。並聯電壓矢量是由兩個相鄰的普通三相電壓型逆變器電壓空間矢量(100，110，010，011，001，101)合成得到(210，120，021，012，102，201)。對於所發明的模塊化電機零共模空間矢量PWM調製方法，任意一組並聯電壓矢量都滿足三個橋臂接正母線，三個橋臂接負母線的情況。另外還有兩組並聯電壓零矢量(111+000，000+111)用於填補開關周期內除去並聯電壓矢量作用時間剩下的時間。由這六個並聯電壓矢量以及並聯電壓零矢量對參考電壓合成，就能保證得到的輸出電壓中的共模電壓分量為零。根據合成得到的各個並聯電壓矢量作用時間，將電壓矢量分配給兩個逆變器，就能實現有效的零共模空間矢量PWM佔空比控制。
調製控制方法流程如下：首先通過參考電壓指令Vd，Vq計算出參考合成電壓矢量V*的幅值和相角通過參考合成電壓相角θ確定V*所在的扇區，如圖5所示空間向量圖中合成向量角度-30°≤θ≤30°，則參考合成電壓矢量V*落在扇區1的區間內，可以選擇扇區1對應的相鄰的2個並聯電壓矢量(210)和(201)作為合成V*的基本矢量，其他扇區都是60°的區間劃分，扇區判斷方法相同。同時根據V*的幅值和矢量分解原理計算出2個並聯電壓矢量所需作用的時間，其公式為其中θ為參考電壓矢量與扇區開始的並聯電壓矢量的夾角，Vc為並聯電壓矢量的幅值，t1、t2為扇區的2個並聯電壓矢量的作用時間，Ts為開關周期。除去並聯電壓矢量作用的時間，一個周期內的並聯電壓零矢量作用時間為t0＝Ts-t1-t2。根據計算出來的作用時間將對應的並聯電壓矢量的作用均勻分配給兩個並聯的逆變器以保證對應相在一個開關周期輸出的佔空比相同，同時類似於傳統的SVPWM(空間電壓矢量PWM)時間分段方法，將一個開關周期分為7段，其時間排序為(t0/4，t1/2，t2/2，t0/2，t1/2，t2/2，t0/4)，其區別於SVPWM方法的地方在於將後半周期的t1/2和t2/2兩個時間分段的順序互換，保證一個開關周期內每相開關狀態只變換兩次，減小開關次數。最後根據每相的開關狀態和時間生成並聯逆變器所需的驅動信號進而實現所需的參考電壓輸出。
如圖6所示的是改進的模塊化電機與並聯逆變器簡化的等效電路。以直流母線中點O1為參考，並聯逆變器的六個橋臂輸出電壓相對O1都是切換在正負直流母線電壓之間的脈衝電壓序列(VA1，VB1，VC1，VA2，VB2，VC2)，通過六相繞組以及六組反電動勢接入電機中點O2。如果O1和O2之間存在外部接地迴路，共模電流就可以傳導。只有在六組開關電壓之和保持為零的情況下，才能沒有共模電流的問題。考慮到兩個三相繞組對應的反電動勢的一致，可以將對應相的兩個反電動勢合併為一個反電動勢，得到圖6所示電路。此時，兩個並聯逆變器對應相的電壓之差(VA1-VA2，VB1-VB2，VC1-VC2)產生的環流由電機繞組電感抑制，即並聯逆變器六相輸出端在接入模塊化電機後，不需要再設置額外的耦合電感來並聯逆變器，而是採用電機本身實現並聯，省去了耦合電感部件。
本發明中的電機驅動拓撲結構是已經在電動汽車中得到了應用的結構。本發明是在其基礎上提出的優化和保護系統的控制方法，屬於調製方法上的創新。本發明能夠直接應用於主流的電動汽車電機驅動系統中，應用簡單實用。
本領域的技術人員容易理解，以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。