電源設備和圖像形成設備的製作方法

2023-05-28 21:56:41

專利名稱：電源設備和圖像形成設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及具有正常操作模式和待機模式的設備的電源，在所述待機模式下節約
能量。
背景技術：
圖13示出用於獲得常規已知的穩壓直流電源的電源設備的布置。
電源設備安裝在其上的設施被布置成提供兩個電壓電平用於驅動部的第一直流
電(direct current)和用於控制部的第二直流電，該驅動部包括例如馬達和螺線管並且需
要相對高的電壓以進行操作，該控制部需要低電壓以操作CPU、ASIC等。 另外，由於在待機模式下，即在設備處於節能狀態時驅動部不被操作，不需要向驅
動部中的負載提供電壓。因此，該設備被布置成在待機模式下利用負載開關(未示出)等
阻隔提供給驅動部中的負載的電壓。在圖13中，第一 DC/DC轉換器A提供用於驅動部的電
源電壓，第二 DC/DC轉換器B提供用於控制部的電源電壓。 現在將參照圖13進行詳細描述。圖13中所示的部件被如下所述地布置。
該設備包括商用交流電壓源700、整流器702、平滑電容器703、啟動電阻器705、開 關元件707、電源控制IC 710、變壓器711、二極體712和電容器713。該設備進一步包括次 級整流二極體720、次級平滑電容器721、電阻器722、723和724，以及並聯穩壓器750。該設 備還包括LED側光耦合器714-b、電容器728和FET 732，該FET 732用作用於由第一直流 電產生第二直流電的DC/DC轉換器的開關裝置。該設備還包括柵電阻器734、FET驅動晶體 管733和735、用於控制該第二 DC/DC轉換器的控制IC 738、電感器739、二極體740、電容 器741以及電阻器742和743。該設備進一步包括第一直流電的負載731 (在驅動部中)， 和用作第二直流電的負載的CPU 746(控制部中)。
首先，下文描述第一 DC/DC轉換器設備的操作。 當從商用交流電壓源700施加交流電時，電容器703被由整流器702整流的電壓 充電。整流器702和電容器703用作用於對來自交流電壓源的交流電進行整流和平滑的整 流平滑電路。當跨電容器703的電壓增加時，通過啟動電阻器705向電源控制IC 710供電， 電源控制IC 710然後接通FET 707。 一旦FET 707被接通，電流流過變壓器711的初級繞 組Np ，並且施加到變壓器711的Np繞組上的電壓使得在繞組Ns和Nb上出現電壓。繞組Nb 上出現的電壓被二極體712阻隔以防止電流流動，繞組Ns上的電壓被二極體720類似地阻 隔以防止電流流動。在電源控制IC 710的內部電路限定的預定時間段之後，FET707被斷 開。這使得繞組Np在FET 707的漏極側上電壓增加。電流經由二極體720沿給電容器721 充電的方向流過繞組Ns ;當電容器721被充電時，跨電容器721的電壓增加。在電源控制 IC 710的內部電路限定的預定時間段之後，FET 707被接通，並且再次從電容器703向變壓 器711提供電流。當在預定的時間段之後電源控制IC 710斷開FET 707時，電容器721通 過二極體720被繞組Ns上的電壓再次充電。跨電容器721的電壓被電阻器723和724分 壓，並且跨電阻器724的電壓施加到並聯穩壓器750的控制端子上。並聯穩壓器750的陰
4極電流通過光耦合器714-b被發送給電源控制IC 710。 並聯整流器750中的基準電壓與被電阻器723和724分壓的跨電阻器724的電壓 相比較，如果跨電阻器724的電壓高於該基準電壓，則該設備操作以減小FET 707的ON寬 度或ON佔空比，從而減小輸出電壓。如果跨電阻器724的電壓低於並聯整流器750中的基 準電壓，則該設備執行反饋操作，使得FET 707的ON時間或ON佔空比增加，以增大輸出電 壓。接下來，下文描述第二 DC/DC轉換器的操作。 第二 DC/DC轉換器從第一 DC/DC轉換器的輸出電壓生成第二直流電。在正常模式 下，第二 DC/DC轉換器控制IC 738通過電晶體733和735以及電阻器734間歇地驅動FET 732。電阻器742和743將第二 DC/DC轉換器的輸出電壓分壓，並且跨電阻器743的電壓 被輸入第二 DC/DC轉換器控制IC 738。第二 DC/DC轉換器控制IC 738具有內部基準電壓 Vref2，並且控制FET 732的ON佔空比，使得跨電阻器743的電壓等於Vref2以產生穩定的 第二直流電。這樣，該設備在輸出驅動部的電源電壓的輸出側具有負載開關以便降低待機 模式下的功率，並且被布置成在待機模式下利用通過控制部電源操作的諸如CPU和ASIC的 控制電路斷開負載開關。 但是，對於圖13所示的布置，不可避免地是當負載減小時DC/DC轉換器的效率也 降低。為了解決效率降低的問題，例如，日本專利申請特開第2000-278946號公開了一種布 置，其中在RCC型開關電源設備中，降低待機模式下的輸出電壓，並且將通過隨後的DC/DC 轉換器升高到希望值的輸出電壓提供給負載。在日本專利申請特開第2000-278946號的布 置中，在開關元件斷開時，在RCC型轉換器設備中輸出電壓被減小以使輔助繞組上的振鈴 電壓減小到低於開關元件的閾值。這樣，防止回掃電壓來接通該開關元件，並且主開關元件 的OFF時間被延長以降低振蕩頻率。結果，切換損耗減小並且電路效率提高。
但是，在該設施處於待機模式時，控制部中的負載電流也減小。因此，在該設施的 待機模式下，上述的第二DC/DC轉換器的效率也降低。在日本專利申請特開第2000-278946 號的布置中，儘管提及了由於減小的負載電流而導致的降低的第一 DC/DC轉換器的效率的 提高，但是，沒有提及對降低的第二 DC/DC轉換器的效率的提高。

發明內容
鑑於上述問題提出本發明，並且本發明能夠提高在待機模式下的圖像形成設備和 電源設備的效率，在所述待機模式下節約能量。 根據本發明的電源設備是一種用於從交流電壓源獲得直流電的電源設備，包括 整流平滑單元，電連接到所述交流電壓源以便對交流電進行整流和平滑；第一 DC/DC轉換 器，用於轉換來自所述整流平滑單元的直流電並且輸出第一直流電；第二 DC/DC轉換器，用 於接收來自所述第一 DC/DC轉換器的第一直流電，通過開關單元的開關操作輸出低於所述 第一直流電的第二直流電；以及轉變單元，用於轉變到如下狀態，其中所述第一 DC/DC轉換 器的輸出電壓從所述第一直流電降低到低於所述第二直流電的第三直流電，並且所述第二 DC/DC轉換器的開關單元在連續導通狀態下被驅動。 根據本發明的圖像形成設備包括驅動部分，被驅動以形成圖像；控制部分，用於 控制所述驅動部分的操作；以及電源部分，用於從交流電壓源獲得直流電以操作所述驅動部分和所述控制部分，所述電源部分包括整流平滑單元，電連接到所述交流電壓源以便對 交流電進行整流和平滑；第一 DC/DC轉換器，用於轉換來自所述整流平滑單元的直流電並 且向所述驅動部分輸出第一直流電；第二DC/DC轉換器，用於接收來自所述第一DC/DC轉換 器的第一直流電，通過開關單元的開關操作向所述控制部分輸出低於所述第一直流電的第 二直流電；以及轉變單元，用於在所述圖像形成設備響應於來自所述控制部分的命令而進 入節能模式時轉變到如下狀態，其中所述第一 DC/DC轉換器的輸出電壓從所述第一直流電 降低到低於所述第二直流電的第三直流電，並且所述第二 DC/DC轉換器的開關單元在連續 導通狀態下被驅動。 本發明的其它特徵將從下文的詳細描述和附圖變得明顯。


圖1是示出示例1的電源設備的布置的電路圖。
圖2是示出示例2的電源設備的布置的電路圖。 圖3是在示例1的電源的效率與現有技術示例的效率之間進行比較的圖示。
圖4是示出在從待機模式到正常模式時示例1的電源設備的各部分的波形的圖示。 圖5是示出在從正常模式到待機模式時示例1的電源設備的各部分的波形的圖示。 圖6是示出示例3的第二 DC/DC轉換器的布置的電路圖。
圖7是示出示例3的第二 DC/DC轉換器的另一布置的電路圖。
圖8是示出示例4的電源設備的第一 DC/DC轉換器的布置的電路圖。
圖9是示出示例5的電源設備的布置的電路圖。 圖10是示出從雷射印表機的控制部分到示例5的電源設備的連接的圖。
圖11是示出在轉變到節能模式時示例5的操作的流程圖。
圖12是示出在從節能模式返回時示例5的操作的流程圖。
圖13是示出現有技術示例的布置的電路圖。
具體實施例方式
下文描述本發明的布置和操作。在描述具體示例之前描述基本布置和操作。下文
所示的示例僅是用於說明目的而不意圖將本發明的技術範圍限制於此。 首先，描述示例1的電源設備。 示例1的電源設備基於如下的布置，即該布置被控制——並且使用控制IC——使 得如同觸發模式類型或OFF時間控制驅動類型，在待機模式下(S卩，在低負載狀態下)第一 DC/DC轉換器中切換頻率降低。 圖1是示例1的電源設備的電路圖。在圖1中，類似的附圖標記用於示出上文所 述的現有技術示例的布置中的重複部分。現有技術中的重複部分的描述被省略，例如用於 對來自交流電壓源的交流電進行整流和平滑的整流平滑電路的操作、用於轉換電壓的第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器的操作、以及類似於現有技術示例的任何方面。這裡，第 一 DC/DC轉換器A提供用於驅動部的電源電壓，並且第二 DC/DC轉換器B提供用於控制部的電源電壓。該設備包括負載開關C。 在圖1中，該設備包括電阻器125和126以及電晶體127。取決於該設備安裝在其 上的設施的狀態，電源設備提供兩個狀態正常模式和待機模式，並能夠在這兩個狀態之間 切換。 作為第二 DC/DC轉換器的負載的CPU 746控制該設施的狀態以及電源設備在操作 模式，即正常模式，或待機模式下的操作。CPU 746接通電晶體127以使電源設備進入正常 模式，並且斷開電晶體127以使電源設備進入待機模式。這裡，正常模式指的是向驅動部的 負載731提供直流電的狀態，並且待機模式指的是沒有向驅動部的負載731提供直流電的 狀態。 (1)在正常模式下的電源設備的操作的描述 在正常模式下，當CPU 746接通電晶體127時，電阻器724和電阻器125在並聯穩 壓器750的控制端子和陽極之間並聯電連接。並聯穩壓器750使得電流在陰極和陽極之間 流動，從而將控制端子和陽極之間的電壓調節為預定基準電壓值。因此，第一DC/DC轉換器 的輸出電壓Vout控制FET 707，使得被電阻器723以及在該控制端子和陽極之間的電阻分 壓得到的電壓匹配基準電壓值Vref。輸出電壓Vout由如下等式給定
formula see original document page 7
其中，R是由並聯電連接的電阻器724和電阻器125得到的電阻值，其由如下等式 給定R二電阻器724X電阻器125/(電阻器724+電阻器125)。
(2)在待機模式下的電源設備的操作的描述 在節能的待機模式下，CPU 746斷開電晶體127。 一旦電晶體127被斷開，僅由電 阻器724構成並聯穩壓器750的控制端子和陽極之間的電阻。如上所述，由於並聯穩壓器 750操作以將控制端子和陽極之間的電壓調節為預定基準電壓值，所以並聯穩壓器750操 作以使得formula see original document page 7
由於並聯穩壓器的陽極和控制端子之間的電阻在此模式下增加超過在正常模式 下的電阻，該輸出電壓減小。 如上所述，第二 DC/DC轉換器由第一 DC/DC轉換器的輸出電壓產生第二直流電。 由於在待機操作中第一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小，第二 DC/DC轉換器操作以增加FET 732的0N時間(或者增加ON佔空比)，以便使該輸出電壓繼續維持為第二直流電。 一旦第 一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小至第二電源電壓之下，第二 DC/DC轉換器的FET 732被保 持在0N狀態(即，100X0N佔空比的狀態)。第一 DC/DC轉換器的電壓繼續減小至第三直 流電。因此，第二 DC/DC轉換器處於連續導通狀態，並且第一 DC/DC轉換器的輸出電壓固定 於較低的直流電(第三直流電)。 當第三直流電為Vout3並且第二直流電為Vout2時，關係由下式給定
formula see original document page 7
因此，電阻器742、743和Vref2與電阻器723、724和Vref之間的關係由下式給 定[(電阻器742+電阻器743)/電阻器743]XVref2〉[(電阻器723+電阻器724) /電阻器724] XVref 圖3示出在如上所述布置的電源的效率與現有技術布置(圖13)的效率之間進行 比較的圖示。在圖3中，橫坐標代表負載電流，縱坐標代表在低負載狀態下的效率。這示出 在示例1和現有技術布置中的各自相對於負載電流的效率。在現有技術布置中，效率不好， 這是因為當第一 DC/DC轉換器的效率降低時，第二 DC/DC轉換器的效率也降低。根據示例 1，由於第二 DC/DC轉換器中的損耗僅限於FET 732的ON電阻，所以效率得到提高。
可替代的，如果並聯穩壓器的耐受電壓在基於並聯穩壓器的控制中是不足的，則 並聯穩壓器可用作基準電壓源，並且運算放大器(差分放大器)可用於形成控制電路。此 外，儘管並聯穩壓器中的電壓被用作基準電壓，但是可使用齊納二極體來提供基準電壓。
(3)在模式之間的轉變期間的操作的描述 接下來，下文描述從待機模式向正常模式的轉變以及從正常模式向待機模式的轉變。 圖4示出當從待機模式向正常模式轉變時各個部分的電壓。如圖4所示，在從待 機模式向正常模式的轉變期間，電容器(C)741的兩端電壓，即第二 DC/DC轉換器的輸出電 壓，從第三直流電平滑地改變為第二直流電。這是因為當在從待機模式向正常模式的轉變 期間，第一 DC/DC轉換器的輸出電壓增加到高於第二直流電時，第二 DC/DC轉換器操作以控 制該輸出電壓。可見，電容器741的兩端電壓從第三直流電改變為第二直流電，而FET 707 和732操作以使得電容器728的兩端電壓平滑地改變為第一直流電。
接下來，圖5示出了當從正常模式向待機模式轉變時的狀態。
圖5示出在從正常模式向待機模式的轉變期間的第一 DC/DC轉換器的輸出電壓、 第一 DC/DC轉換器的FET 707和第二 DC/DC轉換器的FET 732的柵電壓、以及第二 DC/DC 轉換器的輸出電壓。 當第一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小時，FET 707的柵源電壓被斷開，並且FET 707被去激活。由於即使第一 DC/DC轉換器的FET 707不起作用負載電流仍流出，因此第一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小。從而，第 二 DC/DC轉換器的輸入電壓減小；第二 DC/DC轉換器然後操作以增加FET 732的柵極的ON 寬度(ON佔空比)，同時持續維持第二DC/DC轉換器的輸出電壓。 一旦第二DC/DC轉換器的 輸入電壓減小至低於第二直流電，則第二 DC/DC轉換器的FET 732被保持在ON狀態(圖5 中的FET 732的柵源電壓)。 在第一DC/DC轉換器的輸出電壓達到第三直流電時，第一DC/DC轉換器的FET 707 接通和斷開；因此，第二 DC/DC轉換器的輸出電壓被控制在第三直流電(圖5中的點線B指 示的狀態)。 如上所述，示例1被布置以避免在待機模式和正常模式之間的轉變(或轉換)期 間第二 DC/DC轉換器的輸出電壓發生突然電壓變化。 這樣，根據示例1 ，在待機模式下可提高第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器的 效率。另外，示例1能夠避免在從待機模式向正常模式的轉換以及從正常模式向待機模式 的轉換兩者期間輸出電壓發生突然電壓變化；這樣可抑制電路的錯誤操作等。
接下來，描述示例2的電源設備。 示例2的電源設備基於如下的布置，即該布置被控制——並且使用控制IC——使得如同RCC類型或頻率控制類型，在待機模式下(g卩，在低負載狀態下)第一DC/DC轉換器 中的切換頻率增加。這裡，RCC(振鈴扼流轉換器)型轉換器指的是其中通過自激振蕩發生 切換操作的回掃轉換器之一。 圖2是示例2的電源設備的電路圖。在該示例中，類似的附圖標記用於示出現有 技術示例的布置中的重複部分，並且它們的描述被省略。第一 DC/DC轉換器A提供用於驅 動部的電源電壓，並且第二 DC/DC轉換器B提供用於控制部的電源電壓。
在圖2中，設備包括電阻器742、243、247、248、237、251和252，比較器250，並聯穩 壓器249以及電晶體253和254。 在正常模式下，CPU 746接通電晶體253。 一旦電晶體253被接通，電晶體254然 後被斷開；第一 DC/DC轉換器因此通過並聯穩壓器750的操作輸出第一直流電，而不管比 較器250的操作如何。在第二 DC/DC轉換器中，第二 DC/DC轉換器控制IC 738間歇地驅動 FET732以輸出第二直流電。 當該設施進入待機模式並且CPU 746斷開電晶體253時，利用比較器250的輸出 使電晶體254操作。比較器250的輸出通過電晶體254和光耦合器714電連接到第一 DC/ DC轉換器控制IC 710，並且第一 DC/DC轉換器的輸出使第二 DC/DC轉換器的輸出電壓達到 第三直流電。 第二 DC/DC轉換器的輸出電壓被指定為在正常模式下達到第二直流電，並且第三 直流電被設定為是低於第二直流電的電壓；該第一 DC/DC轉換器的輸出電壓因此從第一直 流電減小到第三直流電。 即使輸入電壓減小，第二 DC/DC轉換器繼續操作，同時增加FET732的ON佔空比以 便將輸出維持為第二直流電，並且當輸入電壓達到第二直流電時，ON佔空比達到100%，並 且FET 732保持接通。另外，直到第一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小至第三直流電，比較器 250才操作以開關FET 707。結果，第一 DC/DC轉換器的輸出電壓固定於第三直流電。
根據示例2，如同示例1 一樣，第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器的效率在待 機模式下可提高。 接下來，描述示例3的電源設備。 示例1和2基於使用能夠獲得100% ON佔空比的IC作為第二 DC/DC轉換器控制 IC。示例3基於這樣的布置，即該布置使用不能獲得100% ON佔空比的IC作為第二 DC/DC 轉換器控制IC，並且其特徵在於提供了用於接通第二 DC/DC轉換器的FET的外部電路。
在一些情況下，作為用於控制第二 DC/DC轉換器的控制IC的防護功能，可存在佔 空比防護功能(duty guard function)或振蕩器的下限斷開頻率(在此情況下，因此不能 設定100% ON佔空比)。因此，當第二 DC/DC轉換器的輸入電壓減小時，第二 DC/DC轉換器 的FET不能繼續接通。這造成輸出電壓的大的變化或者使得輸出電壓減小，並且不能執行 如同示例1或2的操作。在這種情況下，可提供外部電路，該外部電路檢測第一DC/DC轉 換器的輸出電壓，並且當檢測電壓達到預定電壓時接通第二 DC/DC轉換器的FET，從而第二 DC/DC轉換器的FET在待機模式下可被置於ON狀態。 圖6示出用於此狀況的具體示例電路。此示例是包括示例1的第一 DC/DC轉換器
的電源設備，並且圖6中所示的第二 DC/DC轉換器電連接到該第一 DC/DC轉換器。 這裡，圖6中所示的用於驅動第二 DC/DC轉換器B的FET 501的電路包括電晶體
9558、電阻器555、556、557、559和560、以及其它部件，該電路的其餘部分包括電容器551、 572和530、電阻器536和549、二極體529、電感器528。由於電路的基本操作基本與對於現 有技術布置所描述的操作相同，因此其描述被省略，並且僅描述示例3的外部電路D1的布 置和操作。 該示例的外部電路D1是用於在待機模式下接通第二DC/DC轉換器B的FET 501的 電路。該設備包括用於第二DC/DC轉換器的控制IC 600。該設備進一步包括用於輸入控制 目標電壓的端子REF、集電極C和發射極E，並且通過電連接到端子C的端部的FET 501的 柵端子來驅動FET 501。控制IC的GND端子由GND指示。 外部電路Dl是包括電阻器601、604、608、609和611、電晶體602、603、606和610 以及二極體605和607的電路。 在正常模式下，第一 DC/DC轉換器的輸出電壓處於第一直流電，其高於第二 DC/DC 轉換器的輸出電壓(第二直流電)。這使得電晶體606接通，並且電流從二極體607流過電 阻器609，該電阻器609繼而反向偏置二極體605，從而電晶體602不操作。另外，由於晶體 管603和610兩者被斷開，因此IC 600的原樣的控制輸出被施加到FET 501。因此，如同被 IC 600控制，第二 DC/DC轉換器繼續作為DC/DC轉換器操作。 當該設施進入待機模式時，未示出的設施或負載使端子174處於低狀態，並且降 低第一 DC/DC轉換器的輸出電壓。 一旦端子174處於低狀態，並且第一 DC/DC轉換器的輸 出電壓減小到低於第二直流電，電晶體602和603接通。這使得電晶體610接通，並且FET 501保持接通以使FET 501的柵極處於低狀態。 當該設施返回正常模式時，未示出的設備或負載使第一DC/DC轉換器復原以輸出 正常模式輸出，並且使端子174處於高的或高阻抗的狀態。電晶體603然後被斷開，這樣也 斷開了電晶體610並且再次允許IC 600驅動FET 501。同時，第一 DC/DC轉換器的輸出電 壓開始增加；因此，IC 600驅動FET 501，並同時逐漸減小FET 501的0N時間。在此時間段 期間觀察到的電壓變化僅是由於IC 600的最大佔空比範圍以及第一DC/DC轉換器的增加 的電壓導致的緊接在從待機模式向正常模式的轉換之後看到的變化，其在負載設備的完全 可接受範圍內。這樣，可執行在控制轉換期間具有減小的電壓變化的轉換。
圖6示出使用離散部件的示例。但是，可使用比較器來構建更簡單的電路布置。圖 7示出這樣的電路。 在圖7中，外部電路布置與圖6中所示的布置不同。在圖7所示的外部電路D2中， 該設備在正常模式下使端子174處於高狀態。當比較器1405的負端子處於低狀態時，比較 器輸出端子處於OPEN狀態；FET 501未被影響。當該設施處於待機模式時，該設備減小電 源設備的輸出電壓，並且使端子174處於低狀態。當該輸入電壓減小並且比較器1405的負 端子電壓增加到高於正輸入端子電壓時，比較器輸出處於低狀態，使得第二DC/DC轉換器 的FET 501接通。 在這裡圖6和7所示的電路中，示例1和2中描述的作為控制部的負載的CPU 746 電連接到端子172、 173和174。 根據示例3，即使在IC作為第二 DC/DC轉換器控制IC不能獲得100% ON佔空比 的情況下，第一 DC/DC轉換器和第二 DC/DC轉換器的效率在待機模式下仍可提高。
接下來，描述示例4的電源設備。
示例4示出其中第一DC/DC轉換器由RCC型電路構成的示例性情況。在此示例中， 作為第二 DC/DC轉換器，可想到除在圖1中所示的第二 DC/DC轉換器B部分中CPU 746控 制電晶體127的部分之外的類似的DC/DC轉換器。因此，對於第二 DC/DC轉換器，參考示例 1的描述並且這裡省略了進一步的描述。 下文參照圖8描述根據此示例的第一DC/DC轉換器的操作。在圖8中，該設備包 括商用交流電壓源800濾波器電路801、二極體電橋802、電容器803和開關變壓器804。該 設備進一步包括啟動電阻器805、作為第一光耦合器的一端的光電電晶體806-a、開關元件 807、電阻器808、809、811、813、816和817、以及電晶體810。該設備還包括電容器812和 818、作為第二光耦合器的一端的光電電晶體814-a、以及二極體815和819。
該設備進一步包括次級整流二極體820、電解電容器821、電阻器822、824和825 以及並聯穩壓器823。該設備進一步包括電阻器835、836和839、比較器833、該光耦合器的 LED 806-b、電阻器834和電晶體876。該設備還包括產生基準電壓的齊納二極體838。
當從商用交流電壓源800通過過濾器電路801在二極體電橋802上施加交流電 時，電流經受全波整流，電容器803然後被充電，其跨電容器803產生DC電壓。
描述在啟動時設施處於正常模式的情況下的操作。在正常模式下，高信號被輸入 端子874。這使得電晶體876接通，並且光耦合器的LED 806_b未被點亮。由於光耦合器 的電晶體806-a處於高阻抗狀態，電阻器851使得電流在電晶體850的基極和發射極之間 流動，以接通電晶體850。結果，由啟動電阻器805和電連接在開關元件807的柵極和源極 之間的電阻器808之間的分壓得到的電壓施加在該柵極和源極之間，以接通開關元件807。 一旦開關元件807被接通，則電流開始流過變壓器804的初級繞組Np。在變壓器804的輔 助繞組Nb中，在使得開關元件807的柵電壓進一步增加的方向上產生電壓。利用此電壓， 通過電阻器817對電容器818充電。由於電容器818的兩端電壓也施加在電晶體810的基 極和發射極之間，當從充電開始已經過一定時間時在電晶體810中產生足夠的基極電壓， 並且可允許基極電壓流動以接通電晶體810。 —旦電晶體810接通，開關元件807被斷開，並且開關元件807的漏源電壓開始增 加。結果，在輔助繞組Nb上在二極體815的陰極側上電壓下降，並且在反方向上產生電壓。
在次級繞組Ns中，電流沿二極體820傳導該電流的方向流動，並且當電壓增加高 於電容器821的電壓與正向電壓之和時，電容器821被充電。同時，在輔助繞組Nb上出現 的電壓使得電容器818放電。提供二極體819以便實現保護，來防止施加高於電晶體810 的基極_發射極反向耐受電壓的電壓。電阻器816和二極體815被提供用於使電流沿將電 容器818放電的方向流動，使得電容器818比其通過電阻器817放電更快地放電。在此狀 態下，電晶體810被斷開；此後，開關元件807的柵電壓依賴於從啟動電阻器805供給的電 流以及通過電阻器811和電容器812供給的並且流入輔助繞組Nb的電流。電阻器841和 二極體842被提供用於加速開關元件807的斷開。 在開關元件807被保持斷開時，變壓器804中積聚的能量被傳遞至電容器821 ;因 此繞組Ns的電壓隨時間減小。由於繞組Ns的電壓被反映到輔助繞組Nb的輸出電壓，繞組 Nb的二極體819的陽極側上的電壓也減小。被從啟動電阻器805流入的電流偏置的開關元 件807的柵電壓增加。 當開關元件807的柵電壓超過閾值時，開關元件807接通，並且電流沿如下方向流動，即從電容器803通過變壓器804到繞組Np，然後通過開關元件807到電容器803的負端
子。另外，由於在繞組Nb中電流沿如下方向流動，即從繞組Nb到電容器812到電阻器811
到電阻器808並返迴繞組Nb，開關元件807的柵電壓進一步增加。這樣，電容器818如上所
述被繞組Nb和電阻器817的電壓充電；接通電晶體810使得開關元件807斷開。 繼續進行一系列如上所述的振蕩操作，在開關元件807的0N期間在變壓器804中
積聚的能量在開關元件807的OFF期間被積聚在電容器821中，電容器821的兩端電壓然
後增加。 電容器821的電壓被電阻器824和825分壓，並且當電阻器825兩端的電壓超過 並聯穩壓器823中的基準電壓時，並聯穩壓器823開始在陰極和陽極之間的電流流動，這使 得光耦合器的光電二極體814-b發光。 光耦合器的光接收側的電晶體814-a電連接到電阻器813和電晶體810的基極， 並且當光耦合器814的LED發光時，光電電晶體814-a的阻抗減小。這使得電晶體810接 通並且開關元件807斷開。這樣，電容器821的兩端電壓被控制成使得電阻器825的兩端 電壓匹配基準電壓。 在待機模式下，端子874處於低狀態。當端子874處於低狀態時，電晶體876斷開。 這使比較器833的輸出信號能夠被用於控制光耦合器的光電二極體806-b的發光。
比較器833在負輸入端子接收被電阻器835和834分壓的輸出電壓。在正輸入端 子，比較器833接收被電阻器836偏置的齊納二極體838的基準電壓。比較器833比較該 輸入電壓和基準電壓，並且如果電阻器834的電壓高於齊納二極體838的電壓，比較器833 將其輸出端子切換為低。 一旦比較器833的輸出端子被切換為低，則光耦合器的光電二極 管806-b發光。這降低了光耦合器的電晶體806-a的阻抗以斷開電晶體850。由於電阻器 851具有比啟動電阻器805高的電阻，在啟動時的柵電壓減小，使得開關元件807不能接通。 由於電阻器851具有高電阻，兩個或更多個電阻器串聯電連接。啟動電阻器805具有類似 的結構。此情況可以允許開關元件807由於繞組Nb的電壓而接通。因此，可提供這樣的布 置，該布置使用比較器833的輸出以也使光耦合器的LED 814-b發光，以減小光耦合器的晶 體管814-a的阻抗，從而開關元件807可被可靠地關斷。 —旦開關元件807斷開，第一 DC/DC轉換器的輸出電壓減小，該輸出電壓是端子 872和873之間的電壓。當被電阻器835和834分壓的第一 DC/DC轉換器的輸出電壓的值減 小至低於齊納二極體838的電壓時，比較器833斷開，並且光耦合器的LED 806_b和814_b 熄滅。(在這一點上，輸出電壓是如示例1中所描述的第三直流電)。結果，電晶體850的 阻抗減小，並且啟動電流開始流動。另外，電晶體810的阻抗增加，開關元件807的柵極端 子電壓可允許增加。 由於第一DC/DC轉換器的輸出電壓減小，用於電壓反饋的並且在第一DC/DC轉換 器處於正常模式時操作的並聯穩壓器823的陰極和陽極之間的段處於高阻抗狀態。因此， 光耦合器的LED 814-b沒有發光。 因此，開關元件807如同其在電源啟動時的情況一樣，被以最大0N時間驅動。
應指出，示例1是這樣的布置，即其中輸入並聯穩壓器的電阻器的分壓比在待機 模式和正常模式之間切換。但是，如果該布置被類似地以RCC類型重構，待機模式中的頻率 升高到高得多的頻率。結果，切換損耗可增加，並且可使效率劣化而不是提高。
如果第一 DC/DC轉換器被構造成RCC電路，示例4中的布置也可減小由啟動電阻 器導致的損耗，這是因為在待機模式中的低電壓輸出條件下，電連接到啟動電阻器的晶體 管850被開關。因此，電源設備的效率可進一步提高。 接下來描述示例5。在示例5中，對示例4中所述的RCC類型的電源設備應用於激 光束印表機的情況進行描述。與示例4共同的部件被用類似的附圖標記示出，並且它們的 描述被省略，而僅描述此示例所特有的特徵。
描述此示例中第一 DC/DC轉換器的操作。 圖9是示出在此示例的雷射束印表機中的第一DC/DC轉換器和第二DC/DC轉換器 的布置的電路圖。在圖9中，FET 927左側是第一DC/DC轉換器部分，包括FET 927的右側 是第二DC/DC轉換器部分。第一DC/DC轉換器的輸出(+24V)被提供給圖像形成設備中的 驅動部分例如馬達。第二DC/DC轉換器的輸出(+3. 3V)被提供給諸如CPU和ASIC的控制 部分，其控制圖像形成設備中的驅動部分的操作。 在圖9中，該布置包括第二DC/DC轉換器的主開關FET 927、電感器928、再生二極 管929、電容器930、電阻器926和934-937、以及齊納二極體938。該布置進一步包括電阻 器939以及比較器932和933。 首先描述在正常模式下的操作。使用齊納二極體938的電壓作為基準電壓，比較 器932比較該基準電壓與被電阻器934和939分壓的電壓。當電阻器939的電壓降低到低 於齊納二極體938的電壓時，比較器932的輸出被切換為低；因此FET 927的柵電壓減小以 接通FET927。這使得電流流過電感器928，電容器930被充電，並且該電容器930的兩端電 壓增加。該電壓然後增加，並且當電阻器939的電壓超過齊納二極體938的電壓時，比較器 932的輸出被切換為高；因此FET927的柵電壓增加以斷開FET 927。由於電感器928試圖進 一步繼續該電流流動，二極體929被接通以利用電感器928中積聚的能量對電容器930充 電。這裡，由於二極體980傳導電流以減小在比較器932的正輸入端子的電壓，比較器932 被反轉以接通FET 927。重複一系列如上所述的振蕩操作，所示的第一DC/DC轉換器持續振 蕩。 圖10示出從雷射印表機的控制部分到電源設備的節能模式信號線的連接。圖10 示出控制電路的輸出電晶體188和由CPU或ASIC組成的控制電路190。圖IO進一步示出 電阻器185-187、271和272。驅動部的輸出(+24V)通過使用FET 270的負載開關被接通 和斷開。FET 270的漏極電連接到圖9中的端部D，即驅動部電源。通過此布置，當控制電 路190的輸出為高時，輸出電晶體188處於低阻抗狀態，並且負載開關，即FET 270被接通。 另一方面，當控制電路190的輸出為低時，輸出電晶體188處於高阻抗狀態，並且負載開關， 即FET270被斷開。 參照圖11中的流程圖描述當設施處於節能模式時的操作。在節能模式中，在步驟 11 (在圖11中簡寫為Sll，下文同理)，來自控制電路190的信號使得輸出電晶體188斷開， 以使從電阻器272接收的柵極端子處於高狀態或高阻抗狀態，以停止提供第一直流電。在 此條件下，由於負載開關FET 270被斷開，第一DC/DC轉換器沒有在電源外從端子171輸出
第一直流電。 此後，在步驟12中，當端子184被切換到低，並且節能模式信號被從端子174輸入 圖9中所示的電源設備時，電晶體175斷開，允許電流流過光耦合器的LED 906-b，這使電源的比較器933能夠操作。比較器933被布置成比較被電阻器935和937分壓的電壓與齊 納二極體938的電壓。當電阻器937的電壓高於齊納二極體938的電壓時，比較器933處 於ON狀態，這使得電流流過光耦合器的LED 906-b以點亮該LED。在光耦合器906的接收 側的電晶體906-a電連接在電晶體850的基極和發射極之間，並且在光耦合器906的LED 發光時使電晶體850斷開，在LED熄滅時使電晶體850接通。這樣，啟動電阻器805和開關 元件807被接通和斷開，使得第二 DC/DC轉換器的輸出電壓固定於第三直流電。因此，由於 該輸出電壓的值持續低於目標值，第二 DC/DC轉換器的反饋電路操作以保持FET 927接通。 這樣，通過將第二 DC/DC轉換器的FET 927保持在ON狀態，抑制了切換損耗，並且第二 DC/ DC轉換器中的損耗僅限於可歸因於電感器928和FET 927的電阻的損耗。另外，由於第一 DC/DC轉換器響應於3. 3V的電壓的增加和減小將具有長周期的暫停，切換損耗降低，並且 電源效率顯著提高。 接下來，參照圖12描述從節能模式的復原。在步驟21中將端子184切換到高使 得電晶體175接通，使得比較器933停止控制啟動電阻器805和FET 907，並且第一 DC/DC 轉換器的輸出電壓開始朝第一直流電(+24V)增加。在步驟22中等待第一 DC/DC轉換器的 輸出電壓達到第一直流電若干微秒之後，在步驟23中接通輸出電晶體188。負載開關FET 270然後被接通，以將第一直流電從端子171提供給驅動部的負載。可替換地，如果不存在 當在驅動部的負載上施加不可靠的電壓時錯誤操作的元件，則可取消負載開關FET 270，從 而第一直流電不被接通或斷開。 如上所述，根據此示例，在其中本發明的電源設備應用於雷射束印表機的布置中， 在待機模式下的電源設備的效率可提高。 儘管已經參照示例性實施例描述了本發明，但是應理解，本發明並不局限於公開 的示例性實施例。以下權利要求的範圍應被給予最寬泛的解釋以包含所有變型以及等同的 結構和功能。
權利要求
一種用於從交流電壓源獲得直流電壓的電源設備，包括整流平滑單元，電連接到所述交流電壓源以便對來自所述交流電壓源的交流電壓進行整流和平滑；第一DC/DC轉換器，用於轉換來自所述整流平滑單元的直流電壓並且輸出第一直流電壓；第二DC/DC轉換器，用於接收來自所述第一DC/DC轉換器的第一直流電壓，通過開關單元的開關操作輸出低於所述第一直流電壓的第二直流電壓；以及轉變單元，用於轉變到如下狀態，在該狀態中所述第一DC/DC轉換器的輸出電壓從所述第一直流電壓降低到低於所述第二直流電壓的第三直流電壓，並且所述第二DC/DC轉換器的開關單元在連續導通狀態下被驅動。
2. 根據權利要求1所述的電源設備，其中所述轉變單元通過用於切換電阻器以將檢 測第一 DC/DC轉換器的輸出電壓的差分放大器的檢測電壓或基準電壓分壓的裝置，將第一 DC/DC轉換器的輸出電壓從第一直流電壓轉換為第三直流電壓。
3. 根據權利要求1所述的電源設備，其中所述轉變單元包括用於控制所述第一 DC/DC 轉換器使得所述第二 DC/DC轉換器的輸出電壓固定於所述第三直流電壓的單元。
4. 根據權利要求1所述的電源設備，其中所述第一 DC/DC轉換器被構造成具有啟動電 阻器的RCC類型電源設備，並且其中所述電源設備進一步包括用於切換所述啟動電阻器以將所述第一 DC/DC轉換器 的輸出電壓改變為低於第二直流電壓的第三直流電壓的單元。
5. 根據權利要求1所述的電源設備，進一步包括用於對於負載提供以及停止第一直流 電壓的負載開關，所述第一直流電壓是所述第一 DC/DC轉換器的輸出電壓，其中在所述負載開關被斷開以對於所述負載停止第一直流電壓之後，所述第一 DC/DC轉換 器的輸出電壓被降低至第三直流電壓。
6. 根據權利要求1所述的電源設備，進一步包括用於向負載提供並檢查第一直流電壓 的負載開關，所述第一直流電壓是所述第一 DC/DC轉換器的輸出電壓，其中在所述負載開關要接通時，所述第一 DC/DC轉換器的輸出電壓被返回到第一直流電 壓，並且所述負載開關然後被接通。
7. —種圖像形成設備，包括 驅動部分，被驅動以形成圖像； 控制部分，用於控制所述驅動部分的操作；電源部分，用於從交流電壓源獲得直流電壓以操作所述驅動部分和所述控制部分，所 述電源部分包括整流平滑單元，電連接到所述交流電壓源以便對來自所述交流電壓源的交流電壓進行 整流和平滑；第一 DC/DC轉換器，用於轉換來自所述整流平滑單元的直流電壓並且向所述驅動部分 輸出第一直流電壓；第二 DC/DC轉換器，用於接收來自所述第一 DC/DC轉換器的第一直流電壓，通過開關單 元的開關操作向所述控制部分輸出低於所述第一直流電壓的第二直流電壓；以及轉變單元，用於在所述圖像形成設備響應於來自所述控制部分的命令而進入節能模式時轉變到如下狀態，其中所述第一 DC/DC轉換器的輸出電壓從所述第一直流電壓降低到低 於所述第二直流電壓的第三直流電壓，並且所述第二 DC/DC轉換器的開關單元在連續導通 狀態下被驅動。
全文摘要
本發明公開了一種電源設備和圖像形成設備，用於從交流電壓源獲得直流電的電源設備包括用於輸出第一直流電的第一DC/DC轉換器，和用於低於來自第一DC/DC轉換器的第一直流電的第二直流電的第二DC/DC轉換器，所述第一DC/DC轉換器的輸出電壓被變為較低的直流電，並且所述第二DC/DC轉換器在連續導通狀態下被驅動。
文檔編號H02M3/335GK101753049SQ20091026049
公開日2010年6月23日 申請日期2009年12月15日 優先權日2008年12月15日
發明者林崎實, 鮫島啟祐 申請人:佳能株式會社