同步電動機的控制裝置的製作方法
2023-06-13 22:37:41 2
專利名稱：同步電動機的控制裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及同步電動機的控制技術，特別是涉及電動機驅動裝置 以及電動機驅動用集成電路裝置，例如涉及通過利用於硬碟驅動器
(HDD)、光碟驅動器等主軸電機的旋轉控制技術而有效的技術。
背景技術：
例如，在HDD裝置的主軸電機的驅動方式中，強烈要求旋轉脈 動的降低。若旋轉脈動較大，就成為讀取或寫入錯誤的原因，另外， 在使記錄密度提高上將成為較大的障礙。進而，為了使HDD裝置發 生的噪聲降低，旋轉脈動也儘可能以少為好。
另外，近年來，HDD向著低成本化發展、也迫使主軸驅動用電 機降低製造成本。其結果，製造精度的劣化、製造偏差增大、因其造 成的轉矩脈動也成為問題。
在這種狀況之中，近年來取電動機的驅動電流波形為理想的正弦 波電流成為主流(例如專利文獻1:日本專利7>開特開2005-102447號 公報)。如果假定電機的感應電壓為理想的正弦波，則通過以正弦波電 流來驅動電動機，在原理上可以將旋轉脈動抑制成零。
但是，實際上，電機的感應電壓失真，即便是正弦波驅動下脈動 分量也將發生。為了抑制它，在上述專利文獻l中，對施加電壓的波 形進行修正，並以與感應電壓吻合的方式預先進行調整，來抑制脈動 的發生。
除此以外，作為對旋轉脈動其本身進行抑制的驅動方法，還提出 預先將脈動模式表格化，並對其進行校正的方式(例如專利文獻2:日 本專利公開特開平11-103588號公報)，和用觀測器對作為脈動之要因 的幹擾轉矩分量進行推定運算，並以抵消它的方式來施加控制的方式
(例如專利文獻3:日本專利公開特開2001-352789號公報)等。
然而，在如上述那樣的驅動方法中，通過將電動機的驅動波形設為正弦波狀，在原理的上就能夠使脈動分量成為零。但是，實際上，因電動機其本身的特性有時候將會發生脈動分量。
作為其第1要因是在電動機內部發生的感應電壓其本身失真的情況。這就是起因於電動機的定子或轉子構造情況、或起因於線圏的纏繞方法(分布纏繞/集中纏繞)的情況，即便施加正弦波狀的電壓，失真分量也會發生，而引起旋轉脈動。此時的脈動分量相對於驅動頻率6次的頻率分量發生的情況較多。
作為第2要因是起因於製造上的偏差。若電動機的製造成本進一步削減進展，則製造精度降低，作為結果將會發生相間的偏差等。若存在三相繞組間的偏差則第2次諧波的脈動分量將會發生，而成為較大的旋轉脈動。
為了抑制這些2次或者6次的脈動分量，在上述專利文獻l中， 特意使驅動電壓的波形變形來對這一分量進行抑制。另外，在上述專 利文獻2中也通過預先將脈動分量存儲起來，並流過使該脈動抵消的 電流，來抑制旋轉脈動。它們均需要預先調查發生怎樣的失真。在這 些方法中，在用專用集成電路實現驅動器的情況下，對應電動機個體 的偏差變得困難。雖然還可以在驅動器其本身上設置學習功能，但在 此情況下集成電路的規模將會大幅增加，同時還需要搭載複雜的控制 處理。
另外，若是如上述專利文獻3那樣，用觀測器來觀測幹擾轉矩並 進行抑制的方法，則還可以對應個體偏差。但是，這一方法也是控制 算法複雜，集成電路的規模將大幅增大化。
發明內容
因而，本發明的目的就是鑑於這些問題，提供一種能夠抑制因個 體偏差造成的旋轉脈動而不會使控制算法複雜化的同步電動機的控 制技術。
本發明的上述以及其他目的和新特徵根據本說明書的記述以及 附圖將會變得明了。
在本申請所公開的發明之中，若對其有代表性的發明的概要簡單地進行說明則如下所述那樣。
本發明的特徵是在同步電動機的控制裝置中，具備對於針對同步電動機的電流指令預先使所期待的脈動分量進行重疊的部件；和將平 均值實質為零的校正信號重疊在電流指令上的部件。即、為了簡化控 制構造，將基本構造設為上述專利文獻l中的方式，並在其基礎上將 用於抑制失真分量的校正信號重疊在電流指令值上。通過根據檢測電 流與指令電流的差分來決定此校正信號，以抑制轉矩脈動。
具體而言，就是對驅動同步電動機的逆變器的直流側的電流進行 檢測，並將被期待為包含在該檢測值的脈動分量預先重疊在電流指令 上，同時加上用於對因同步電動機的感應電壓失真而產生的電流失真 進行抑制的、鋸齒波狀的另一校正電流，並對其大小進行調整，由此 就能夠將驅動電流設為平滑的正弦波狀的電流，對轉矩脈動進行抑 制。
在本申請所公開的發明之中，若對有代表性的發明所獲得的效果 簡單地進行說明則如下所述那樣。
根據本發明，就可以自動地抑制因電機的感應電壓失真引起的轉 矩脈動而不會使控制構造複雜化。不需要如以往方式那樣，需要預先 取得脈動分量的波形信息(相位、振幅等)，另外還可以對應個體偏差。 另外，方式自身簡單，在專用IC化的情況下非常有效。
圖l是表示本發明中的同步電動機的控制裝置的第1實施方式即 電機驅動系統之結構的圖。
圖2是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第1實施方式 即電機驅動系統中，電流指令與校正電流的動作波形之例((a)(b)(c)(d)) 的圖。
圖3是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的笫2實施方式 即電機驅動系統中，控制器之結構的圖。
圖4是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，感應電壓與校正電流之例l((a)(b))的圖。
圖5是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，感應電壓與校正電流之例2((a)(b))的圖。
圖6是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，控制器之結構的圖。
圖7是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，Ia自動調整器之結構的圖。
圖8是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，校正電流之動作波形((a)(b)(c)(d)(e))的圖。
圖9是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第3實施方式 即電機驅動系統中，電流指令與檢測電流之波形例的圖。
圖10是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第4實施方 式即電機驅動系統中，控制器之結構的圖。
圖ll是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第4實施方 式即電機驅動系統中，校正電流波形之例的圖.
圖12是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第5實施方 式即電機驅動系統中，控制器之結構的圖。
圖13是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第5實施方 式即電機驅動系統中，偏置調整器之結構的圖。
圖14是表示在本發明中的同步電動機的控制裝置的第5實施方 式即電機驅動系統中，偏置補償值之波形的圖。
圖15是表示本發明中的同步電動機的控制裝置的第6實施方式 即電機驅動系統之結構的圖。
圖16是表示本發明中的同步電動機的控制裝置的第7實施方式 即電機驅動系統之結構的圖。
圖17是表示本發明中的同步電動機的控制裝置的第8實施方式即電機驅動系統之結構的圖。
圖18是表示相對於本發明的比較技術(專利文獻l)的電機驅動系統之結構的圖。
圖19是表示在相對於本發明的比較技術(專利文獻l)的電機驅動系統中，三角波載波與電流採樣之關係((a)(b))的圖。
圖20是表示在相對於本發明的比較技術(專利文獻l)的電機驅動系統中，電壓相位與檢測電流之關係((a)(b)(c))的圖。
圖21是表示在相對於本發明的比較技術(專利文獻l)的電機驅動系統中，檢測出的第5高次諧波的不連續性之例((a)(b)(c)(d)(e)(f))的 圖。
圖22是表示在相對於本發明的比較技術(專利文獻l)的電機驅動系統中，電流指令與檢測電流波形之例的圖。
具體實施例方式
以下，基於附圖對本發明的實施方式進行詳細地說明。此外，在用於說明實施方式的全部圖中，作為原則在同一部件上附加同一附圖標記，對其重複的說明進行省略。
(本發明實施方式之概要)
本發明被應用於由同步電動機；在同步電動機上施加經過脈寬調製的電壓，並以正弦波狀的交流來驅動同步電動機的逆變器；對逆變器供給電力的直流電源；對逆變器上所供給的電流進行檢測的單分路 (one shunt)電流檢測器；發生針對同步電動機的電流指令的1*發生器；基於利用單分路電流檢測器的電流檢測值以及利用1*發生器的電流指令，來調整逆變器輸出的電壓的控制器而組成的同步電動機的控制裝置。在下面，就各實施方式具體地進行說明。此外，在各實施方式中，有時候還將同步電動機簡單地記載為電動機。另外，對逆變器中包含單分路電流檢測器的情況進行說明。進而，各圖中的"*"意味著指令。
(第1實施方式)
利用圖1、圖2來說明本發明中的同步電動機的控制裝置的第1 實施方式即電機驅動系統。
圖l表示本實施方式的電機驅動系統之結構。圖l所示的電機驅
動系統由發生同步電動機的轉矩相當的電流指令的1*發生器l;運算 針對同步電動機的施加電壓，並發生針對逆變器的脈寬調製波(PWM) 信號的控制器2;接受控制器2的PWM信號，並從直流電壓發生交 流電壓的逆變器3;作為逆變器3的電源的直流電源4;以及通過它 們而被控制的同步電動機5所組成。
另外，逆變器3由用6個開關元件Sup, Sun， Svp， Svn， Swp， Swn構成的逆變器主電路部6;檢測針對逆變器主電路部6的供給電 流IO的單分路電流檢測器7;對單分路電流檢測器7兩端的電壓進行 採樣、保持的採樣/保持器8;以及直接驅動逆變器主電路部6的輸出 前置驅動器9所構成。
1*發生器1是發生與同步電動機5的轉矩電流相當的電流指令I* 的、位於控制器2之上位的控制器。控制器2進行動作以使同步電動 機5發生與此指令1*相當的轉矩。
控制器2包括對於釆樣/保持器8的輸出(單分路電流檢測值)， 使預先所預期的脈動分量發生的脈動發生器10;對電流指令1*與脈動 發生器10的信號進行乘法運算以計算新的電流指令10*的乘法器11; 對信號進行加法運算(+)、或者減法運算(一)的加減法器12;基於電流 指令10**和電流檢測值10的偏差來運算針對同步電動機5的施加電 壓振幅指令VP的ACR(電流控制器)13;基於V"和相位角e以及超 前相位角8來運算三相交流電壓指令Vu*， Vv*， Vw+的三相電壓指 令運算器14;根據電流指令1*來運算電壓相位的超前角&的超前相 位角運算器15;對同步電動機5的感應電壓相位e進行運算(或者檢 測)的相位運算器16;基於三相交流電壓指令Vu、 Vv*， VwA發生脈 寬調製信號的PWM發生器17;以及作為本發明的特徵部分的校正電 流發生器18。
特別是，在本實施方式中，脈動發生器IO作為對於電流指令使預先所期待的脈動分量進行重疊的部件而發揮功能，另外，校正電流發生器18作為將平均值實質為零的校正信號重疊在電流指令上的部 件而發揮功能。
接著，就本實施方式的電機驅動系統的基本動作進行說明。
本實施方式的電機驅動系統的基本動作基於前述的專利文獻1 中所記栽的圖15。在本實施方式的電機驅動系統的基本動作的說明的 關係上、利用圖18~圖22就其概要以及問題點進行敘述。
圖18是利用圖1的部件來概念性地表示前述的專利文獻l中記 栽的電機驅動系統。圖18中的部件全部與圖1的相同，將涉及基本 動作的部分以外省略來記載。
若由採樣/保持器8檢測出單分路電流檢測器7的電流，就成為 圖18內(l)那樣的檢測波形。將此波形所獲得的原理表示在圖19以及 圖20中。圖19表示了在PWM發生器17的內部所用的三角波栽波 與單分路電流的關係。單分路電流為三相交流電流(正弦波)的一部分 斷續地顯現的波形。此時，將釆樣/保持器8的採樣定時如圖19所示 那樣確定為三角波載波的零交叉點。其結果，檢測出的電流就成為在 三相交流電壓指令之中，輸出絕對值最大的電壓的相的電流。
即、如圖20所示那樣，電壓指令的相位ev為0~60度的期間就 是V相的電流Iv， 60度 120度的期間就是U相的電流Iu。其結果， 被讀入控制器內部的電流波形每60度檢測相進行切換，而成為如圖 20(c)的10那樣的波形。這一波形是電動機5以正弦波電流被驅動時 所得到的波形。因而，為了進行電流控制，必須預先對這樣形狀的電 流被檢測出來進行預測，並事先賦予電流指令。對該預先預期的脈動 分量進行運算並使其發生的是脈動發生器10。脈動發生器的輸出為圖 18(3)的波形。在這裡，(3)的波形以平均值為1的方式來計算。通過將 此脈動波形與電流指令1*相乘，來完成針對10的指令10*。在ACR13 中，運算電壓指令的大小VP以使(1)的電流波形與(4)的指令一致。然 後，將V"作為振幅來運算三相電壓指令，通過PWM來驅動逆變器， 並以正弦波對電動機5進行驅動。根據該專利文獻l，能夠實現對電動機的正弦波驅動而不會持有例如，坐標變換或矢量運算等之類的高 度信號處理。
但是，在電動機的感應電壓中含有高次諧波的情況下就會發生問題。近年來的電機具有較多含有5次或7次高次諧波分量的傾向，伴 隨於其的轉矩脈動存在問題。關於該高次諧波分量的影響利用圖21 來進行說明。
圖21是表示圖22中的電流檢測相(a)、檢測電流I0(b)、三相電 流及其第5次高次諧波((c) (e))、第5次高次諧波的檢測值(f)。圖 21(c) ~ (e)為了明確基本波與高次諧波的相位關係而勉強以正弦波的 形式來記栽。若設在各個電流波形中包含第5次高次諧波，則由於檢 測電流每60度每相進行切換，所以如圖21(f)那樣的波形被檢測出來。 60度相當於第6次高次諧波，但由于波形的對稱性在相電流上不存在 第6次分量。因此，第5次的高次諧波在相位上沒有連續性，在相切 換的瞬間變得不連續。關於第7次的高次諧波也完全相同。
實際上，電動機的感應電壓中包含失真時的檢測電流10變成圖 22那樣。可知在相切換的前後，電流檢測值較大地變化。
因該高次諧波的不連續性的影響，ACR(電流控制器)13的輸出超 出需要地變化，高次諧波分量進一步增加。
針對該問題，在前述的專利文獻l中，提出了在三相電壓指令運 算器14中對電壓指令加以校正，以抵消因失真引起的電流分量的方 法。在該方法中，僅能夠輸出經過一次設定的電壓波形，存在不能實 現對電動機的個體差異的對應或者負荷變動時的優化等。
以上就是前述的專利文獻1的基本動作與問題點。
在本實施方式中，設置圖1中的校正電流發生器18，並在電流 指令10*上相加新的校正電流^10，以解決該問題。利用圖2來說明 本實施方式的動作。
圖2(a)是由脈動發生器10修正後的、原來的電流指令10*。對於 這一指令相加如圖2(b)那樣的校正電流A10。 AI0採用將最大振幅設 為Ia的鋸齒波狀的波形，在相位角60度內設為一周期的函數。另夕卜，在中間地點符號反轉以使平均值為零。
對Δ10進行了加法運算後的新電流指令10**為圖2(c)。其結果， 電流檢測值10與新指令10**的偏差，就如圖2(d)所示那樣變得非常 小(與圖22進行比較就可明白)。偏差變小意味著交流側的電流變得平 滑。即、通過恰當地加上校正電流ΔIO，就可以使感應電壓失真的影 響減少，轉矩脈動的抑制就成為可能。
在本實施方式中，對電流指令進行校正這一點與前述的專利文獻 l不同。在專利文獻l中，對三相交流電壓指令進行校正，其校正量 因負荷狀態以及轉速而較大地進行變化。但是，在本實施方式中，關 於電流，由於僅依賴於負荷轉矩，所以例如若將負荷狀態作為參數對 校正電流AIO的振幅Ia的值進行映像化，就具有可以對於較寬的速 度範圍、負荷範圍進行轉矩脈動的抑制的優點。
即、根據本實施方式，通過對驅動同步電動機5的逆變器3的直 流側的電流進行檢測，將被期待為包含在該檢測值中的脈動分量預先 重疊在電流指令上，同時加上用於對因同步電動機5的感應電壓失真 而產生的電流失真進行抑制的、鋸齒波狀的另一校正電流，並對其大 小進行調整，就能夠將驅動電流設為平滑的正弦波狀的電流，對轉矩 J詠動進行抑制。
此外，雖然作為校正電流，如圖2(b)所示那樣利用了鋸齒波，但 即便是其他的波形也可以適用。抑制偏移發生最好是平均值為零的周 期函數。
(第2實施方式)
接著，利用圖3就本發明中的同步電動機的控制裝置的第2實施 方式即電機驅動系統進行說明。
圖3是同步電動機的控制器，通過取代圖1的控制器2而使用該 控制器2B就能夠實現本實施方式。
在圖3中，部件編號10到18的部件與圖1的同一編號的部件相 同。與圖1的較大差異是使用Ia表19使校正電流發生器18中所用的 振幅值Ia變化這一點。該Ia表19作為根據電流指令的大小來求解並設定校正信號的大小的部件而發揮功能。
在前述的第1實施方式(圖l)中，就Ia的設定方法敘述了細節， 但在本實施方式中可以依照電流指令1*將校正電流的振幅Ia設為可 變。其結果，就可以進行與負荷相應的適當校正。Ia表19依照電動 機的負荷轉矩事前將數據作成。把與1*相對的Ia的恰當值進行映像， 並作為數據表來保存即可。
(第3實施方式)
接著，利用圖4~圖9就本發明中的同步電動機的控制裝置的第 3實施方式即電機驅動系統進行說明。
圖4以及圖5是電動機5發生了失真的感應電壓Eu, Ev， Ew 的波形之例。圖4是感應電壓的峰值附近變尖的例子，圖5是反之峰 值附近變凹的例子。與各自相應，校正電流的相位、以及振幅微妙地 進行變化。
這些感應電壓的失真程度各種各樣，因材料的偏差還出現個體 差。因而，預先取得數據表的辦法不適合於如硬碟驅動器那樣的批量 生產產品。
因而，本實施方式提供能夠自動地調整校正電流的功能。 圖6是同步電動機的控制器，通過取代圖1的控制器2而使用該 控制器2C就能夠實現本實施方式。
在圖6中，部件編號10到18的部件與圖1的同一編號的部件相 同。與圖1較大差異是設置了對校正電流發生器18中所用的振幅值 Ia自動調整的Ia自動調整器20這一點。該Ia自動調整器20作為基 於電流檢測值與電流指令的偏差自動地調整校正信號的大小的部件 而發揮功能。
接著，利用圖7 9對Ia自動調整器20的動作進行說明。
在圖7中，部件編號8以及12的部件與圖l的同一編號相同。 除了這些部件外，還進一步包括對電流指令10**與檢測電流10的偏 差即Ier始終賦予零指令的零發生器21、積分控制器22。
在圖8(a) (e)中表示Ia自動調整器20的動作波形。電流指令
10**與檢測電流10的偏差Ier，通過每60度的觸發信號，用採樣/保 持器進行採樣(圖8(b))。其定時如圖8(b)所示那樣設為電流檢測相的 剛切換之後的值。其採樣值被保持該檢測相的60度期間。在積分控 制器22中，對該偏差進行積分，並將其輸出設為鋸齒波的振幅Ia。 積分控制器22的輸出依然通過每60度的觸發而得以採樣，並作為"Ia" 從Ia自動調整器20輸出(圖8(d)).作為結果，校正電流AIO成為每 60度振幅被變更的波形(圖8(e))。
通過積分控制器22的動作，Ia繼續變化直到Ier的採樣值成為 零。因而，最終的電流檢測值的波形成為圖9那樣。
其結果，相切換時的電流變動就變得沒有，所以驅動電流成為平 滑的正弦波，轉矩脈動較大地得以抑制。另外，即便在電動機的感應 電壓上存在個體偏差，該動作也可靠地得以執行。因而，根據本實施 方式，即便在電動機的感應電壓失真例如、如圖4或圖5那樣具備不 同的失真分量的情況下，也可以用一個控制器來實現轉矩脈動的抑 制。而且，必要的控制處理僅僅附加圖7所示的筒單構成的控制器就 可。
(第4實施方式)
接著，利用圖IO以及圖ll就本發明中的同步電動機的控制裝置 的第4實施方式即電機驅動系統進行說明。
根據前述的第3實施方式，對感應電壓的失真方式不同的電動 機，能夠提供可以始終進行最佳的失真抑制的控制器。但是，第3實 施方式中的失真分量是僅僅針對因第5次或第7次的高次諧波而發生 的分量，對於其他的次數則不怎麼有效果。已知交流波形上的、第5 次、第7次的高次諧波作為轉矩脈動成為第6次的分量。可知該第6 次的脈動因電動機不同而易於發生。另一方面，可知在因製造精度而 發生了三相的不平衡的情況下，第2次的轉矩脈動分量將會發生。在 第3實施方式的方式中，對於第2次脈動沒有效果。
因而，在本實施方式中，提供針對該第2次的脈動的抑制方法。
圖10是Ia自動調整器20D，通過取代圖6的Ia自動調整器20而使用該Ia自動調整器20D就能夠實現本實施方式。
在圖10中，部件編號8， 12， 21, 22的部件與圖6的同一編號 的部件相同。與圖6的較大差異在於準備3個積分控制器22，另外還 新附加切換開關23。這3個積分控制器22作為持續保持與校正信號 有關的3個個別值的部件而發揮功能。
偏差Ier由3個採樣/保持器8進行採樣，其定時每60度按順序 進行切換。在圖6中，將保持狀態繼續60度的期間，但在這裡，繼 續180度期間。3個積分控制器22對偏差持續進行積分以使各自的輸 入變成零。3個積分控制器22分別對Ial， Ia2， Ia3的校正電流振幅 進行運算。它們通過切換開關23每60度按順序得以輸出。
結果是，如圖11所示那樣的校正電流AIO就被輸出。振幅Ia 就成為每180度的相位進行重複的波形。即、相對於基本波周期360 度，1/2的周期性的校正就成為可能。這就意味著即便對於第2次的 脈動分量也能夠實現校正。因而，根據圖10所示的本實施方式，就 能夠提供即便對於因相間不平衡而發生的2次脈動，也可以進行抑制 的控制裝置。
(第5實施方式)
接著，利用圖12 ~圖14就本發明中的同步電動機的控制裝置的 第5實施方式即電機驅動系統進行說明。
前述的第4的實施方式是對於第2次的轉矩脈動有效的方法。但 是，在除了第2次外，還包含大量第6次的高次諧波的情況下，用一 個控制器兼顧兩者就變得非常困難。
因而，本實施方式提供獲得第2次脈動與第6次脈動的、同時抑 制效果的技術。
圖12是同步電動機的控制器2E，通過取代圖6的控制器2C而 使用該控制器2E就能夠實現本實施方式。
在圖12中，新加在控制器2C中沒有的偏置調整器24，從電流 指令1*進行減法運算。偏置調整器24為圖13所示的構造。在圖13 中，關於部件編號11， 23與此前所說明的部件完全相同。在圖13中， 偏置調整器24是重新由檢測外部觸發的下降邊，並對信號進行採樣、 保持的採樣/保持器8E;利用外部觸發的帶復位功能的積分控制器 22E;切換積分控制器22E的輸入的切換信號發生器25;將增益的值 作為電氣角60度相當的時間倒數的比例增益26所組成。
本實施方式，與圖10中的Ia自動調整器不同，持有對輸出電流 的每60度期間的平均值進行運算的功能。在圖13的切換信號發生器 25中，通過創建每60度的處理信號，並與3個積分控制器22E和採 樣/保持器8E創建觸發同時，將積分控制器22E的輸入乘以"1，，或"0" 來進行選擇。
此結果，如圖14所示那樣，與前述的第4實施方式同樣能夠運 算相對於360度為半周期的偏差的偏置值。通過將該偏置值預先取入 控制，就可以實現第二階段的轉矩脈動分量的抑制。進而，在本實施 方式中，就可以與能夠抑制每60度的脈動的Ia自動調整器兩立，即 便在第2次、以及第6次的高次諧波同時存在的情況下也能獲得較大 的效果。
(第6實施方式)
接著，利用圖15就本發明中的同步電動機的控制裝置的第6實 施方式即電機驅動系統進行說明。
圖15與前述的第1實施方式(圖l)同樣表示電機驅動系統。在圖 15中，部件編號l， 2, 4， 5， 7~15， 17， 18的部件與圖1的同一編 號的部件相同。與圖1的較大差異是在逆變器3F中的逆變器主電路 部6F上設置有電流相位檢測器27這一點。該電流相位檢測器27作 為檢測同步電動機5的電流相位的部件而發揮功能。另外，後述的相 位運算器16F作為基於電流相位對逆變器的輸出電壓相位進行校正， 並驅動同步電動機的部件而發揮功能。
接著，就圖15的電機驅動系統的特徵部分的動作進行說明。在 電流相位檢測器27中，根據開關元件的端子電壓來檢測電動機5上 流過的電流的相位信息。具體而言，就是檢測各相電流的零交叉點， 將電流相位的信息提供給控制器2F。
電流相位信息被提供給控制器2F內的相位運算器16F，來推定 運算電動機5的轉子位置相位。由此，就能夠不使用電動機5的轉子 位置傳感器(霍爾IC、脈衝編碼器等)來實現無位置傳感器的電動機驅 動。此時，轉矩脈動的抑制方法是迄今為止的實施方式的方法，能夠 原封不動進行利用。
(第7實施方式)
接著，利用圖16就本發明中的同步電動機的控制裝置的第7實 施方式即電機驅動系統進行說明。
圖16是用實態圖來表現同步電動機的驅動系統。在圖16中，通 過一個集成電路來實現1*發生器1與控制器2，並藉助於從這裡所輸 出的PWM脈衝波形來驅動逆變器。逆變器使逆變器主電路部6與輸 出前置驅動器9 一體化(單封裝)、而實現小型化。由單分路電流檢測 器7來檢測逆變器電流，用採樣/保持器8對電流進行採樣、保持並讀 入到控制器。如圖16那樣，通過將逆變器主電路部6與輸出前置驅 動器9設為不同電路，就可以實現容量大的電動機的驅動。
另外，通過使控制器2的部分通用LSI化，針對各種各樣用途(容 量)的應用也成為可能。
(第8實施方式)
接著，利用圖17就本發明中的同步電動機的控制裝置的第8實 施方式即電機驅動系統進行說明。
圖17是使1*發生器1、控制器2、逆變器3單晶片化而實現的。 在本實施方式中，如果將電動機5與電源進行連接，就具有能夠實現 電動機5的可變速驅動，在驅動小型電動機的情況下能夠使系統全體 小型化的優點。
另外，在使控制部分集成電路化的情況下，可以進行將運算速度 設為數~數10μs以下的高速運算。本實施方式均不需要複雜的運算， 所以就能夠不用很大增加門數量來實現轉矩脈動降低。若在控制中使 用微機或DSP等，使運算處理速度高速化就很困難，但通過使控制部 專用的集成電路化，該問題就大幅地得到改善，本實施方式的效果變
大。
以上，基於實施方式對由本發明者所完成的發明具體地進行了說 明，但無需贅言本發明並不限定於上述實施方式，在不脫離其主要精 神的範圍內可進行種種變更。
例如，前述的所有實施方式可以對同步電動機的旋轉位置傳感器 的有無(帶傳感器、無傳感器)無關係地進行應用。
另外，前述的各實施方式的電機驅動系統能夠以儘可能簡單的結 構來抑制轉矩脈動、旋轉脈動，由此就能夠改善硬碟或光碟的顫動， 實現低噪聲化、記錄密度的高密度化。
產業上的可利用性
本發明中的同步電動機的控制技術涉及電動機驅動裝置以及電動機驅動用集成電路裝置，可以利用於例如硬碟驅動器(HDD)、光碟 驅動器等主軸電機的旋轉控制技術。
權利要求
1.一種同步電動機的控制裝置，具有同步電動機；逆變器，在上述同步電動機上施加經過脈寬調製的電壓，並以正弦波狀的交流來驅動上述同步電動機；電源，對上述逆變器供給電力；電流檢測器，檢測對上述逆變器所供給的電流；電流指令發生器，發生針對上述同步電動機的電流指令；以及控制器，基於上述電流檢測器的電流檢測值以及上述電流指令發生器的電流指令，來調整上述逆變器的輸出的電壓，所述控制裝置的特徵在於包括對於上述電流指令預先使所期待的脈動分量進行重疊的部件；以及將平均值實質為零的校正信號重疊在上述電流指令上的部件。
2. 按照權利要求l記載同步電動機的控制裝置，其特徵在於 上述校正信號是對於上述同步電動機的電角度驅動頻率，以6倍的頻率進行變化的周期函數。
3. 按照權利要求1或2記載的同步電動機的控制裝置，其特徵 在於還包括根據上述電流指令的大小來求解並設定上述校正信號的大小的 部件。
4. 按照權利要求1或2記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於還包括基於上述電流檢測值與上述電流指令的偏差自動地調整上述校正信號的大小的部件。
5. 按照權利要求4記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於 上述校正信號的大小對於上述同步電動機的電角度相位，每60度使值得以更新、調整。
6. 按照權利要求4記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於 上述校正信號的大小對於上述同步電動機的電角度相位，每60度使值得以更新，還包括持續保持涉及上述校正信號的3個獨立的值的部件，上述 3個值各自按順序來運算校正信號的大小，進而按順序使校正量反映 在上述電流指令中。
7. 按照權利要求l記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於 還包括檢測上述同步電動機的電流相位的部件；以及 基於上述電流相位來校正上述逆變器的輸出電壓相位，並驅動上 述同步電動機的部件。
8. 按照權利要求l記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於 上述電流指令發生器和上述控制器使用集成電路裝置而構成。
9. 按照權利要求l記載的同步電動機的控制裝置，其特徵在於 上述逆變器、上述電流檢測器、上述電流指令發生器和上述控制器被形成在同 一半導體襯底上。
全文摘要
本發明提供同步電動機的控制裝置。提供一種能夠抑制因個體偏差造成的旋轉脈動，而不會使控制算法複雜化的同步電動機的控制技術。為此，在同步電動機的控制裝置中，具備對於針對同步電動機的電流指令預先使所期待的脈動分量進行重疊的脈動發生器(10)；和將平均值實質為零的校正信號重疊在電流指令上的校正電流發生器(18)。由此，在簡化控制構成的基礎上，將用於抑制失真分量的校正信號重疊在電流指令值上。通過根據檢測電流與指令電流的差分來決定此校正信號，來抑制轉矩脈動。
文檔編號H02P6/10GK101202525SQ20071018650
公開日2008年6月18日 申請日期2007年12月4日 優先權日2006年12月12日
發明者中津川潤之介, 巖路善尚, 鴻上康彥, 黒澤稔 申請人:株式會社瑞薩科技