功率變換器以及控制功率變換器的方法

2023-06-06 06:52:36 2

專利名稱：功率變換器以及控制功率變換器的方法
技術領域：
本發明涉及實現更高效率的功率變換器和用於控制這種功率變換器的方法。更具
體而言，本發明涉及適用為絕緣直流/直流功率變換器的變換器和用於控制這種功率變換 器的方法。
背景技術：
圖7示出用於功率變換器中的開關器件的普通相移控制方案的示例。在該圖中， 附圖標記1到4代表由例如金屬氧化物半導體場效應電晶體(M0SFET)組成的開關器件Sl 到S4。在該圖中還示出了直流電源5、變壓器6、相移控制信號發生器7、負載電流檢測器8、 整流二極體10到13、平滑電感器14、平滑電容器15以及負載16。 圖8是用於示出圖7中所示的功率變換器的操作的多個點處的波形圖。在該圖中， Gsl到Gs4是開關器件Sl到S4處的柵極驅動電壓波形，而Vt是變壓器6的初級繞組電壓 波形。 在圖7的功率變換器中，開關器件Sl和S2被相移控制信號發生器7交替地接通/ 切斷。然後開關器件S3和S4響應於開關器件Sl和S2的導通/截止時序經歷相移，而且 被交替地接通/切斷。變壓器6的電壓時間積即施加給負載16的輸出電壓通過這些相差 調節。此外，該功率變換器通過相移控制方案執行零電壓開關(ZVS)，從而降低開關損耗。 與相移控制對比，稱為脈寬調製(P麗)的另一控制方案同時接通/切斷開關器件Sl和S4 或開關器件S2和S3，交替地產生用於開關器件Sl和S4的控制信號與用於開關器件S2和 S3的控制信號，並通過控制信號的脈寬調節輸出電壓。然而，在該控制方案中，ZVS是不可 能的。 在輕負載或無負載的情況下，負載電流值小。因此，在以上相移控制方案中，在開 關器件S1例如剛剛接通之後，開關器件S1的電壓保持為零。因此，當開關器件S2接著接 通時，電流容易流向開關器件Sl的體二極體(未在圖7中示出)，從而產生逆回復的問題。 例如，在日本專利申請特許公開No. 2002-034238中已經描述了該問題，而且在本領域中該 問題是眾所周知的。 另一方面，在負載電流值大的情況下，在MOSFET中產生的寄生電容(未在圖7中 示出)與開關器件S1並聯地迅速充電。因此，開關器件S1的電壓升高。此時沒有電流流 向開關器件S1的體二極體，因此逆恢復不會產生。即，當在低負載或沒有負載時應用相移 控制方案時，產生逆恢復。而且，由於MOSFET內部的損耗增大，功率變換器的效率降低。
由於M0SFET的工作方式，MOSFET中包含定位於漏電極與源電極之間的體二極體。 當正向電流流向該體二極體時接通反向臂，反方向的電流(反向恢復電流)將流向體二極 管。具體而言，MOSFET在恢復抑制反向電流的能力之前需要約數百納秒的周期。因此，當 逆恢復增大時，損耗增加。 而且，當體二極體已經逆恢復時，施加在漏電極與源電極之間的電壓在上升時間 的每單位時間的電壓變化率(dv/dt)的最大值對於該MOSFET已經指定。這是因為當時間變化率超過指定最大值時有MOSFET擊穿的風險。此外，當體二極體恢復抑制反向電流的能 力時，逆恢復電流突變，從而漏與源之間的電壓急劇升高。當出現這種情況時，體二極體的 電壓變化率(dv/dt)超過指定的最大值，從而寄生雙極電晶體在漏與源之間起作用，這會 最終導致體二極體的擊穿。 存在用於防止漏與源之間的電壓變化率(dv/dt)超過指定最大值的以下兩種方 法。 這些方法中的第一種是增大驅動MOSFET的柵極電阻的電阻值，從而減緩逆恢復 時的電流和電壓變化。 第二種方法是通過在漏與源之間插入CR緩衝電路等來抑制dv/dt。 然而，利用這些手段中的任一種，功率損耗都會增大，而且轉換效率降低。 另一種可想到的手段是使用承受能力高的M0SFET。然而，能承受大電壓變化率
(dv/dt)的MOSFET也會具有大的導通電阻。因此，這種方法產生新的問題；即MOSFET傳導
損耗增大。 以下參照圖9描述硬開關操作。圖9示出輸出電壓命令波形Vc、載波信號波形 Vcr、針對開關圖7中所示的開關器件1-4的柵極信號波形Gsl到Gs4、以及針對相同開關 器件l到4的漏-源電壓波形Vsl到Vs4。首先，在時間tl，開關器件l和4同時接通。此 時的電流在以下路徑上流動直流電源5 —開關器件1 —電感器20 —變壓器6 —開關器件 4 —直流電源5。然後源電壓Ed被施加給變壓器6的初級側。可用來自變壓器6的漏電感 代替電感器20。此時，因為開關器件1和4均處於導通狀態，它們各自的電壓Vsl和Vs4為 零。開關器件2和3的電壓Vs2和Vs3被箝位至直流源電壓[Ed]。 接著，在時間t2，當開關器件1和4切斷時，開關器件1到4的寄生電容(與開關 器件並聯形成的等效電容)與電感器20以及電路中的電感部件諧振。此時，開關器件的電 壓Vsl到Vs4圍繞[Ed/2]振蕩。 在時間t3，開關器件2和3的柵極信號Gs2和Gs3同時接通。此時的電流在以下 路徑上流動直流電源5 —開關器件3 —變壓器6 —電感器20 —開關器件2 —直流電源 5。即，電流以與在時間tl時相反的反方向流向變壓器6。此外，反向電壓[-Ed]被施加給 變壓器的初級側。 此時開關器件2和3處於導通狀態。因此，各自的電壓Vs2和Vs3為零。開關器 件1和4的電壓Vsl和Vs4被箝位至直流源電壓[Ed]。 在時間t4，所有開關器件以與在時間t2時相同的方式接通。因此，發生諧振操作， 且開關器件的電壓Vsl到Vs4圍繞[Ed/2]振蕩。 以此方式，正或負電壓被施加給變壓器6的初級側，而在次級側上產生與變壓器 的匝數比成比例的電壓。變壓器6的次級側電壓由二極體10、11、12以及13整流。該次級 側電壓中包含的高頻分量通過電感器14和電容器15降低。此外，從電容器15的任一端可 獲得經過平滑的直流輸出電壓。 通過分配將輸出電壓命令波形Vc與載波信號波形Vcr比較而獲得的信號Vr來產 生柵極信號Gsl到Gs4。因此Gsl到Gs4之間的時間關係如下tl = t3， t2 = t4.
因此，在開關器件接通時間，已經對開關器件施加了電壓。因此，在接通的同時，上 述功率變換器消耗寄生電容中積累的能量，從而產生損耗。例如，開關器件2的接通使開關
5器件2的寄生電容短路(時間t2到時間t3)。因此，寄生電容中積累的能量被釋放並消耗。 每當相應的開關器件中出現開關時，均重複這種類型的操作。 這裡，由於寄生電容放電引起的單個開關器件的損耗P可由方程(1)表示。
P = Cv2fs/2 (1) 在方程(1)中，C代表開關器件的寄生電容，v是在接通時施加的開關器件電壓，而 fs是開關頻率。因此，損耗與接通時的電壓v的平方成比例。 在開關器件2接通的同時，該器件的電壓Vs2變成零。當這發生時，開關器件l的 寄生電容被迅速充電。然後開關器件1的電壓Vsl升高至[Ed]。此時，對開關器件1的寄生 電容充電的電流在以下路徑上流動直流電源5 —開關器件1的寄生電容一開關器件2 — 直流電源5。因此，在開關器件2接通的同時，大電流流向開關器件2，從而開關器件2的開 關損耗(接通損耗)升高。 此外，此時，寄生電容中積累的大量能量突然充電和放電。因此，從該電路產生的 噪聲增加，這將引起諸如其它設備故障之類的麻煩。 另一方面，在相移控制方案中，因為開關器件2在開關器件1切斷之後立即接通 (實際上，開關器件2在開關器件1切斷之後非常短暫的時滯後接通)。在輕負載下，因為 流向電感器20的電流小，所以從開關器件1切斷直到開關器件2接通在開關器件1的寄生 電容中積累的能量也少。因此，當開關器件2在用於開關器件1的電壓Vsl接近為零而用 於開關器件2的電壓Vs2接近[Ed]時接通時，上述寄生電容的放電損耗和接通損耗變大。
在重負載的情況下，流向電感器20的電流變大。因此，通過切換至相移控制方案， 在開關器件接通之前，開關器件電壓Vsl到Vs4變為零，從而實現零電壓切換(軟切換)。 因此，不會出現類似上述的問題。 日本專利申請特許公開No. 2008-312399公開了稱為偽諧振的技術，其中當開關 器件處的電壓已經達到最小值時，接通開關器件。然而，在該公開內容中描述的偽諧振的目 標在於僅使用單個開關器件的針對小電容的單電晶體變換器。利用這樣的單電晶體變換器 獲得大輸出功率是困難的。 同樣，在具有針對大電容的全橋構造的電路中，通過按照日本專利申請特許公開 No. 2008-312399中相同的方式改變開關器件的導通時序，施加給變壓器的電壓時間積相應 地變化至為正或為負，從而導致磁化。這導致過量電流的流動，從而產生另一問題設備失 效。 在日本專利申請特許公開No. 2002-034238中描述的功率變換器中，示出了在無 負載狀態或輕負載狀態中，在輸出電壓上升超過期望電壓的情況下，從相移控制切換到脈 寬控制的方法。在該方法中，初級側始終處於脈寬控制，因此不會出現開關器件的逆恢復。 然而，電流流過的開關器件的數量變多(有電流流過的器件數量在次級側尤其多)，從而導 致傳導損耗的增大。

發明內容
因此，本發明的一個目的是提供一種功率變換器，在不增大該功率變換器中開關 器件的數量的情況下，該功率變換器保持開關器件的電壓變化率(dv/dt)不超過指定的最 大值，而且不允許傳導損耗增加。
本發明的另一 目的是使組成高電容直流/直流轉換電路的開關器件降低與在接
通時間產生的寄生電容的充電和放電伴隨的損耗，從而提高轉換電路的效率。
因此，為實現上述目的，根據權利要求1的本發明提供一種功率變換器，該功率變
換器具有開關器件，且適合於通過變壓器將能將直流輸入電壓轉換成交流電壓的逆變器連
接至整流二極體並向負載饋送功率。該功率變換器包括切換裝置，該切換裝置用於當流向
負載的電流處於或小於指定電流值時，將開關器件的控制方案設置為硬開關方案；而當流
向負載的電流超過指定電流值時，將開關器件的控制方案切換為相移控制方案。 在根據權利要求1的上述發明中，該切換裝置可具有用於檢測流向負載的電流
值的負載電流檢測器；用於基於負載電流檢測器檢測到的負載電流的大小來選擇開關器件
控制方案的控制方案決策單元；以及用於接收控制方案決策單元所選擇的控制方案並產生
針對開關器件的控制信號的開關器件控制信號發生器(權利要求2)。 為實現上述目的，根據權利要求3的本發明提供一種用於控制在直流/直流轉換 電路中實現硬開關方案控制的功率變換器的方法，該直流/直流轉換電路分別將其中兩個 開關器件串聯的第一和第二串聯電路與直流電源並聯連接、將變壓器的初級繞組的第一端 與第一串聯電路上的內部連接點連接、將初級繞組的第二端與第二串聯電路上的內部連接 點連接、將整流器件與變壓器的次級繞組連接並且獲得直流輸出，該方法包括以下步驟在 第一串聯電路中的上臂開關器件和第二串聯電路中的下臂開關器件已經切斷之後，設置所 有開關器件均處於截止狀態的第一截止周期，直到第一串聯電路中的下臂開關器件和第二 串聯電路中的上臂開關器件接通；以及在第一串聯電路中的下臂開關器件和第二串聯電路 中的上臂開關器件已經切斷之後，設置所有開關器件均處於截止狀態的第二截止周期，直 到第一串聯電路中的上臂開關器件和第二串聯電路中的下臂開關器件接通，以使第一截止 周期和第二截止周期相互不同。 根據權利要求3的上述發明還可包括以下步驟調節開關頻率，以使當第一或第 二串聯電路中的上臂開關器件的電壓達到最小值時，該串聯電路中的上臂開關器件接通； 或調節開關頻率，以使當第一或第二串聯電路中的下臂開關器件的電壓達到最小值時，該 串聯電路中的下臂開關器件接通(權利要求4)。 或者，根據權利要求3的本發明還可包括以下步驟調節第一和第二截止周期，以 使當第一或第二串聯電路中的上臂開關器件的電壓已達到最小值時，該串聯電路中的上臂 開關器件接通；或調節第一和第二截止周期，以使當第一或第二串聯電路中的下臂開關器 件的電壓已達到最小值時，該串聯電路中的下臂開關器件接通(權利要求5)。
此外，根據權利要求3的本發明還可包括以下步驟在第一或第二串聯電路上的 內部連接點與變壓器之間連接電容器；以及選擇上臂(或下臂)開關器件接通的時序，以使 當第一或第二串聯電路中的上臂(或下臂)開關器件的電壓已達最小值時，該串聯電路中 的上臂(或下臂)開關器件接通，而當第一或第二串聯電路中的下臂(或上臂)開關器件 的電壓已達最小值時，該串聯電路中的下臂(或上臂)開關器件接通(權利要求6)。
在根據權利要求3到6的上述發明中的任一項中，可根據輸出功率大小和輸出電 流大小改變和調節開關器件的導通時序、截止時序以及開關頻率，以使當開關器件的電壓 已達最小值時，該開關器件接通(權利要求7)。 在根據權利要求3到7的上述發明中的任一項中，當輸出功率處於或低於特定值時可實現該控制，而當輸出功率超過特定值時，可通過相移方案執行這樣的控制(權利要 求8)。 本發明在不增加功率變換器中的開關器件數量的情況下，使功率變換器能保持開
關器件的電壓變化率(dv/dt)不超過指定的最大值，從而避免傳導損耗的增大。 而且，在具有針對大電容的全橋構造的直流/直流轉換電路中，本發明還能降低
與在開關器件接通時產生的寄生電容的充電/放電相關聯的損耗，從而允許實現更高的轉
換電路效率。在採用本發明的轉換電路中，由於損耗減少，有可能減小散熱片的大小並降低
成本。而且，因為本發明減小了寄生電容在開關期間充電/放電的能量，所以能減少所產生
的噪聲。


圖i是示出本發明的實施例(實施例1)的電路圖； 圖2是圖1中所示電路上的多個點在電路工作期間的波形圖； 圖3是示出本發明的另一實施例的在多個點處的波形圖(實施例2); 圖4是示出本發明的另一實施例的在多個點處的波形圖； 圖5是示出本發明的又一實施例的電路圖； 圖6是示出本發明的另一實施例的在多個點處的波形圖； 圖7是示出來自相關技術的示例的電路圖； 圖8是用於示出圖7中電路的操作的多個點處的波形圖；以及 圖9是用於示出P麗方案的操作的多個點處的波形圖。
具體實施方式

實施例1 圖1是示出根據本發明的實施例1的電路圖，而圖2是用於示出同一電路的操作 的多個點處的波形圖。 在圖1中，與示出常規功率變換器的圖7中的那些元件功能相同的元件由相同的 附圖標記表示，並省略對那些元件的說明。本發明的實施例1與圖7的功率變換器的不同 之處在於，其設置有開關器件控制信號發生器7A和控制方案決策單元9。
圖2中的Gsl到Gs4是圖1中所示的開關器件Sl到S4的柵極驅動電壓波形，Vsl 到Vs4是開關器件Sl到S4的漏_源電壓波形，以及Vt是變壓器6的初級繞組電壓波形。
開關器件Sl到S4由開關器件控制信號發生器7A所產生的柵極信號驅動。因此， 直流電源5的直流電壓被轉換成交流電壓，然後被施加給變壓器6的初級側繞組。在變壓 器6的次級側繞組中產生的交變電流被二極體10到13整流為直流。該直流通過由電感器 14和電容器15組成的平滑電路被平滑，然後饋送至負載16。這裡，圖1中所示的功率變換 器(直流/直流變換器)與圖7中所示的電流變換器的不同之處在於，用於初級側開關器 件S1到S4的控制方案根據輸出電流值(負載電流值)來切換。因此，本發明按照這樣的 方式配置變壓器6中的初級側電流值通過負載電流檢測器8檢測並被輸入至控制方案決 策單元9。 圖2示出當檢測到流向負載16的電流處於或低於特定電流值時，即當負載電流是
8輕負載或無負載時，開關器件處的電壓波形，而且開關器件S1到S4的控制已經被切換至 P麗方案。 g卩，在時間tl，開關器件Sl和S4接通，從而電流在以下路徑上流動S1 —電感器 20 —變壓器6 — S4。此時，變壓器6的初級側繞組上的電壓Vt變為[+Ed]。在時間t3，開 關器件S2和S3接通，從而電流在以下路徑上流動開關器件S3 —變壓器6 —電感器20 — 開關器件S2。即，電流以與在時間tl時相反的方向流動。此時，變壓器6的初級側繞組上 的電壓Vt變為[-Ed]。 在時間t2和時間t4，所有的開關器件Sl到S4被切斷。在這些時間，由於Sl到 S4上的寄生電容與電感器20之間的諧振，開關器件Sl到S4上的電壓圍繞[Ed/2]諧振。 當饋送至負載16的功率大時，即負載電流值與額定電流值之比為100%、75%或50%的重 負載的情況下，負載電流檢測器8處檢測到的負載電流值很大。因此，控制方案檢測單元9 選擇相移方案。控制信號發生器7A根據檢測到的電流值決定對基準脈衝作多少相移，並執 行開關器件Sl到S4的導通/截止控制。 另一方面，當饋送至負載16的功率小時，即當負載電流值與額定電流值之比為 10 %或20 %時，或在無負載狀態下，負載電流檢測器8處檢測到的負載電流值小。因此控 制方案決策單元9選擇P麗方案，並將指示已選擇P麗方案的信號發送至控制信號發生器 7A。 在P麗方案中，開關器件Sl到S4(M0SFET)均處於截止狀態的時間段長。在截止 狀態期間，由於與電感器20的諧振，根據開關器件Sl和S2和開關器件S3和S4各自保持 的寄生電容之比，開關器件Sl和S2與開關器件S3和S4圍繞直流電源5電壓[Ed]的1/2 振蕩(當開關器件Sl到S4的寄生電容相同時)。 通過在開關器件S1到S4的每個MOSFET的漏源和源極之間添加正電壓[Ed/2](排 除振蕩分量)，保持其中向各個MOSFET中的體二極體(未在圖l中示出)中添加了反向電 壓的狀態。因此，添加至體二極體的反向電壓不會降至OV以下。因此，正向電流不會流向 體二極體；也不會產生逆恢復電流。即使在輕負載或無負載時間時根據P麗方案產生了硬 開關操作，因為電流值小，所以諸如接通損耗和切斷損耗之類的開關損耗的增大最小。
S卩，因為在輕負載時間或無負載時間，根據本發明的功率變換器控制方案已經被 配置成從相移控制方案切換至脈寬調製方案，所以能抑制在相移方案中產生的逆恢復電 流。因此，本發明能實現較高的功率變換器效率，而不會產生逆恢復，尤其不會增加開關器 件的數量。 另一方面，如果在輕負載時間採用了相移控制方案，如上所述，則當開關器件1的 電壓Vsl接近為零且開關器件2的電壓Vs2接近[Ed]時，開關器件2接通。再者， 一旦轉 換至p麗方案，因為所有的截止周期變得更長，所以當開關器件2導通時，開關器件1的電 壓Vsl升高超過接近為零的值，而開關器件2的電壓Vs2降低至接近為[Ed]的值。因此， 當開關器件2導通時，能減小寄生電容的放電損耗。此外，當開關器件2導通時，(在以下 路徑直流電源5 —開關器件1寄生電容一開關器件2 —直流電源5上流動的)將開關器 件1的寄生電容充電直至[Ed]的電流也減小，從而也實現開關器件2的接通損耗的減小。
在根據本發明的功率變換器控制方案中，可使用例如硬體設備或微計算機適當地 創建開關器件控制信號發生器7A和控制方案決策單元9。此外，在上述實施例中，負載電流值被檢測為流向變壓器6的初級側的電流，儘管它應當替代地被檢測為流向變壓器6的次
級側的電流。
實施例2 圖3是用於示出根據本發明的實施例2的在多個點處的波形圖。該電路構造與圖 7中的相同。 圖3示出其中調節了所有的開關器件都截止時的時間t2和t4，而且開關器件被設 置成在開關器件電壓已經達到最小值時接通的實施例。例如，開關器件2的導通時序被調 節，以當電壓Vs2已經達到最小值時，開關器件2接通。然而，如果施加給變壓器的正側和 負側電壓時間積不相等，則變壓器磁化而且過量電流流過，從而損壞該電路器件。因此，必 須調節開關器件2的導通時序並滿足條件tl = t3。 因此，時間t2和時間t4之和被設為恆定，並調節時間t2與t4之比。例如，如果
開關器件2的導通時序被提前，則截止時序必須被提前完全相同的時間量，以避免磁飽和。
以此方式，可將開關器件在接通時間的電壓調節為小。因此，如根據方程式(1)可見，開關
器件2的寄生電容中積累的能量變小。而且，在接通時間下消耗的損耗降低。 同時，開關器件l的電壓Vsl如下方程(2)所示地變化。B卩，當電壓Vs2為最小值
時，電壓Vsl變為最大值。 Vsl = Ed-Vs2 (2) 換言之，當電壓Vs2為最小值時，[Ed]與[Vsl]之差變小。因此，當開關器件2接 通時，(在圖7中的以下路徑直流電源11 —開關器件1寄生電容一開關器件2 —直流電 源ll上流動的)對開關器件l處的寄生電容充電的電流變小。而且，降低了開關器件2處 的接通損耗。 因為能減小寄生電容在接通時間下充電/放電的能量，所以能抑制噪聲的產生。 因此，本發明的用於控制功率變換器的方法能在不有害地影響其它設備的情況下執行操 作。 在本實施例中，通過改變開關器件2的導通時序與截止時序，改變了時間t2與t4 之比。然而，在用於控制功率變換器的本發明方法中，甚至可通過改變另一開關器件的控制 時序來相似地執行操作。
實施例3 圖4示出對應於權利要求4的工作波形圖。在實施例3中，按照這樣的方式調節 開關頻率當開關器件的電壓達到最小值時，該開關器件接通。例如，當使開關頻率為高時，
時間t0到t5中的每一個都變短；反之，當使開關頻率為低時，時間t0到t5中的每一個都 變長。然而，當開關器件截止時，時間t2和t4時開關器件電壓的諧振周期由電路常數或寄 生分量確定，而且固定。因此，通過調節開關頻率，有可能按照這樣的方式調節接通時序當 開關器件電壓達到最小值時，該開關器件接通。因此，實現了與實施例2中相似的動作和效果。 實施例4 圖5示出根據本發明的主電路的示例，而圖6示出用於示出本發明的另一實施例 的工作波形圖。圖6是示出其中通過調節圖7中所示的開關器件1和4的導通周期來執行 控制，以實現類似於實施例2的動作和效果的示例。例如，開關器件2在電壓Vs2變為最小值的時序下接通，同時調節開關器件2切斷的時序，以使當開關器件1的電壓Vsl變為最小 值時開關器件1接通。然而，並未調節此時針對開關器件1的控制信號。
在該情況下，因為開關器件2的導通時序和截止時序均經過調節，所以開關器件2 的控制脈寬變化，而且時間tl和t3的長度不相同，從而產生變壓器磁化的可能。因此，如 圖5所示，在變壓器6的初級側上插入了電容器21 ，以消除電容器6中的初級側電壓的直流 分量。以此方式，能安全地操作電路器件而不會磁化變壓器。 當開關器件1的電壓Vsl和開關器件2的電壓Vs2變為最小值時，通過改變開關 器件2的導通時序和截止時序，該實施例安排相應的開關器件接通。在該實施例中，即使另 一開關器件2的導通時序和截止時序被改變，也能實現相似的操作，從而產生相似的效果。
為了即使在輸出功率和輸出電流波動的情況下保持輸出電壓恆定，必須改變"導 通比"，即開關器件導通的時間tl、t3以及t5與截止的時間t2和t4之比。因此，在本實施 例中，即使導通比隨著輸出功率或輸出電流的變化而變化，因為導通時序改變使得開關器 件電壓達到權利要求7所設置的最小值，所以能在寬泛工作範圍上實現更高效率和更低噪 聲。通過數字控制，即通過將導通時序調節變量和開關頻率變化變量作為預控變量存儲在 功率變換器中，能容易地實現這樣的控制。因此，用於控制功率變換器的本發明方法能根據 所檢測到的輸出功率和輸出電流的值利用具體的調節變量實現控制。 在本實施例中，與實施例1中一樣，通過在重負載時執行相移操作、而在輕負載時 執行P麗方案，實現了軟開關。以此方式，可安全地執行操作，而不會超過電壓變化率(dv/ dt)的限值。此外，通過應用本發明，不僅有可能在輕負載時降低P麗方案中的損耗，而且還 能降低寬負載範圍上的損耗。 例如，通過使用常規數字控制和移位寄存器，能容易地實現導通時序和截止時序 的調節。
權利要求
一種功率變換器，所述功率變換器具有開關器件，且適合於將能將直流輸入電壓轉換成交流電壓的逆變器通過變壓器連接至整流二極體並向負載饋送功率，所述功率變換器包括切換裝置，所述切換裝置用於當流向所述負載的電流處於或小於特定電流值時，將所述開關器件的控制方案設置為脈寬調製方案；而當流向所述負載的電流超過所述特定電流值時，將所述開關器件的控制方案切換為相移控制方案。
2. 如權利要求1所述的功率變換器，其特徵在於，所述切換裝置包括 用於檢測流向所述負載的電流的負載電流檢測器；用於基於所述負載電流檢測器檢測到的所述負載電流的大小來選擇所述開關器件控 制方案的控制方案決策單元；以及用於接收所述控制方案決策單元所選擇的控制方案並產生所述開關器件的控制信號 的開關器件控制信號發生器。
3. —種在直流/直流轉換電路中實現脈寬調製方案控制的用於控制功率變換器的方 法，該直流/直流轉換電路分別將其中兩個開關器件串聯連接的第一和第二串聯電路與直 流電源並聯連接、將變壓器的初級繞組的第一端與所述第一串聯電路上的內部連接點連 接、將所述初級繞組的第二端與所述第二串聯電路上的內部連接點連接、將整流器件與所 述變壓器的次級繞組連接以及獲得直流輸出，所述方法包括以下步驟在所述第一串聯電路中的上臂開關器件和所述第二串聯電路中的下臂開關器件已經 切斷之後，設置所有開關器件均處於截止狀態的第一截止周期，直到所述第一串聯電路中 的下臂開關器件和所述第二串聯電路中的上臂開關器件接通；以及在所述第一串聯電路中的所述下臂開關器件和所述第二串聯電路中的所述上臂開關 器件已經切斷之後，設置所有開關器件均處於截止狀態的第二截止周期，直到所述第一串 聯電路中的所述上臂開關器件和所述第二串聯電路中的所述下臂開關器件接通，以使所述 第一截止周期和所述第二截止周期相互不同。
4. 如權利要求3所述的用於控制功率變換器的方法，其特徵在於，還包括以下步驟 調節開關頻率，以使當所述第一或第二串聯電路中的所述上臂開關器件的電壓已達最小值時，所述串聯電路中的所述上臂開關器件接通；或調節開關頻率，以使當所述第一或第二串聯電路中的所述下臂開關器件的電壓已達最 小值時，所述串聯電路中的所述下臂開關器件接通。
5. 如權利要求3所述的用於控制功率變換器的方法，其特徵在於，還包括以下步驟 調節所述第一和第二截止周期，以使當所述第一或第二串聯電路中的所述上臂開關器件的電壓已達最小值時，所述串聯電路中的所述上臂開關器件接通；或調節所述第一和第二截止周期，以使當所述第一或第二串聯電路中的所述下臂開關器 件的電壓已達最小值時，所述串聯電路中的所述下臂開關器件接通。
6. 如權利要求3所述的用於控制功率變換器的方法，其特徵在於，還包括以下步驟 在所述第一或第二串聯電路上的所述內部連接點與所述變壓器之間連接電容器；以及 選擇所述上臂(或下臂)開關器件接通的時序，以使當所述第一或第二串聯電路中的所述上臂(或下臂)開關器件的電壓已達最小值時，所述串聯電路中的所述上臂(或下臂) 開關器件接通，而當所述第一或第二串聯電路中的所述下臂(或上臂)開關器件已達最小值時，所述串聯電路中的所述下臂(或上臂)開關器件接通。
7. 如權利要求3到6中的任一項所述的用於控制功率變換器的方法，其特徵在於，還包 括根據輸出功率大小和輸出電流大小改變所述開關器件的導通時序、截止時序以及開關頻 率的至少之一，並執行調節，以使當所述開關器件的電壓已達最小值時所述開關器件接通。
8. —種用於控制功率變換器的方法，其特徵在於，包括當所述輸出功率處於或低於特 定值時執行如權利要求3到7中的任一項所述的控制，而當所述輸出功率超過所述特定值 時通過相移方案執行控制的步驟。
全文摘要
本發明的目的是防止功率變換器的開關器件的電壓變化率超過指定的最大額定值，從而避免開關器件損傷和傳導損耗增大。在具有多個開關器件且適合於通過變壓器將能將直流輸入電壓轉換成交流電壓的逆變器連接至多個整流二極體並向負載饋送功率的功率變換器中，設置了用於將開關器件的控制方案切換至相移控制方案或脈寬調製方案的切換裝置，藉此在無負載或輕負載狀態下將開關器件的控制方案從相移控制方案切換至脈寬調製方案。
文檔編號H02M3/335GK101795076SQ20101011654
公開日2010年8月4日 申請日期2010年1月29日 優先權日2009年1月29日
發明者三野和明, 伊藤一成 申請人:富士電機系統株式會社;富士電機控股株式會社