輸入零紋波變換器的製造方法
2023-06-02 01:05:11
輸入零紋波變換器的製造方法
【專利摘要】一種輸入零紋波變換器，本發明將兩個相同的BOOST變換器並聯，或將兩個相同的SEPIC變換器並聯，同時使兩個BOOST變換器或兩個SEPIC變換器的觸發電路處於推挽-觸發狀態，兩個變換器的輸入三角形電流波形在時間上相差半個周期，從而使直流電源供給的電流為無紋波的恆定直流。若供給的電源為正弦交流電源，則供給的電流為交流電源電壓同頻率同相位的交流電流。本發明主要應用於開關電源，也可以應用於集中電子鎮流器，（一個集中電子鎮流器可接幾十、幾百個日光燈或電子節能燈）。兩者都可以提高功率因數、提高效率、消除輸入端紋波，並且降低造價、節能環保。還可用於直流調壓和變頻技術。
【專利說明】輸入零紋波變換器
所屬【技術領域】
[0001]本發明屬於一種輸入零紋波變換器，輸入零紋波變換器包含調頻---推挽一Boost變換器和調頻--推挽--SEPIC變換器。主要應用於開關電源，也可以應用於集中電子鎮流器(一個集中電子鎮流器可接幾十、幾百個日光燈或電子節能燈)。兩者都能提高功率因數、提高效率、消除輸入端紋波。都能降低造價、節能環保。此外，還可用於直流調壓和變頻技術。
【背景技術】
[0002]電源技術包含把電網提供的交流電轉換成一次直流電源(AC/DC變換)、直流形式下的二次直流電源(DC/DC變換)、以及電網的交流電轉換成各種頻率和各種不同電壓的交流電源(AC/AC變換)。電源技術應當為所有的電氣設備提供優質的電源保障，其作用類似於人體的心臟，重要性不言而喻。 [0003]由市電電網經變壓器降壓，再整流濾波給直流負載供電的傳統方式，即使電源電壓是正弦波形，輸入電流仍成尖脈衝狀，其中含有大量的諧波分量，特別是三次諧波嚴重地影響了電網的正常工作。
[0004]近半個多世紀以來，隨著電子技術的飛速發展，電源技術也在不斷發展，先後經過了晶閘管(SCR)相控型電源、斬波型電源、串聯調整型電源，再發展為開關電源。
[0005]開關電源(SMPS Switch Mode Power Supply)被譽為高效節能型電源,它代表穩壓電源的發展方向，現已成為穩壓電源的主流產品；開關電源大致經歷了四個發展階段，早期的開關電源全部由分立元件構成，不僅開關頻率低，效率不高，而且電路複雜，不易調試；上世紀70年代研製出脈寬調製(PWM Pulse Width MODULATION)集成電路晶片，使開關電源的控制實現了集成化；80年代問世的單片開關穩壓器，從本質上講仍屬於DC/DC電源變換器；隨後，由於各種類型的單片開關電源集成電路問世，AC/DC集成化才逐步充實市場。
[0006]現代開關電源都工作在20KHZ以上，而且開關管工作於開關狀態，因而低頻諧波的影響消除，而且甩掉了笨重的工頻變壓器，使電源的體積和重量大大減少，而效率比採用工頻變壓器串聯調整型電源大大提高。所以現在有人認為現代開關電源是電源技術的一次革命；但是，高頻諧波的影響仍是一個很重要的問題，高頻諧波產生的噪音，高頻諧波對通信與信息技術的幹擾以及高頻諧波對環境和人體的影響仍不能忽視；儘量減少開關電源輸入紋波，一直是電源研究的重要內容。
[0007]開關電路中，為了變換電壓，有許多不同的變換器。單管的非隔離式Dc/DC變換器有降壓式(BUCK)變換器、升壓式(BOOST)變換器、升降壓式(BUCK/B00ST)變換器、CUK變換器、ZETA變換器和SEPIC變換器。其中降壓式和升壓式變換器是基本的，其餘都是派生的；單管隔離型的有正激式(FORWARD)變換器和反激式(Flyback)變換器。還有雙管和四管的多種，還有兩種變換器相互組合的。用於提高電源功率因數的，主要是Boost變換器，由於Boost變換器只能升壓，近年來也有採用SEPIC變換器的，由於SEPIC變換器的第二個電感可以用變壓器替代，所以SEPIC變換器既能降壓又能升壓，電源與負載還能隔離，還可以有幾種不同的輸出電壓，應用非常靈活，但電路比較複雜，效率較低，不易調試。這兩種變換器都是電感輸入式的，當開關導通時，即Tw時，電源給電感輸入電流，當開關截止時，即Irff時，電源繼續給電感輸入電流，所以這兩種變換器電源輸入電流的時間比較長Tw + Toff, {0因受到脈寬調製(PWM)的限制，電源電流輸入的時間必須小於開關的周期T (T0N + T0ff<T)o其實電感輸入式處於零界連續時，即Tw + Toff=T,電源就可以給變換器輸入連續的三角波電流，但是這隻有採用調頻方式(PFM pulse frequency modulation)才能實現。
【發明內容】
[0008]本發明的目的是提供一種輸入零紋波變換器。本發明通過將兩個相同的BOOST變換器並聯，或將兩個相同的SEPIC變換器並聯，同時使兩個BOOST變換器或兩個SEPIC變換器的觸發電路處於推挽(PUST—PULL)觸發狀態，使兩個變換器的輸入三角形電流波形在時間上相差半個周期，從而使直流電源供給的電流為恆定的直流；若供給的電源為正弦交流電源，則電流為交流電源電壓同頻率同相位的交流電流，所以這樣構成的變換器不僅功率因數高Cos Φ =1，而且輸入為零紋波變換器，從而從源頭上消除了諧波，也就消除了諧波產生的一切幹擾。
[0009]採用調頻推挽兩個措施，已經使變換器的輸入特性很完美了，但為了進一步提高效率，降低內部損耗，降低造價，我們將兩個並聯的BOOST變換器的電感線圈耦合在一個鐵心上，使電流從異名端輸入，並保持電感數值不變，同樣將SEPIC兩個變換器的電感分別耦合在兩個鐵心上，使電流從異名端輸入，並保持電感數值不變，從而大大降低了電感鐵芯損耗和銅耗，使變換器的性價比更高、更適用。
【專利附圖】
【附圖說明】
[0010]圖1為調頻一推挽一BOOST變換器電路圖；
圖2為BOOST變換器臨界連續時，觸發電壓和電感電流波形圖；
圖3為直流調頻一推挽一sepic變換器電路圖；
圖4為sepic變換器電路臨界連續時觸發電壓和電感中的電流波形圖；
圖5為交流輸入時，調頻一推挽BOOST變換器電路圖；
圖6為交流輸入時，調頻一推挽一sepic變換器電路圖；
圖7為調頻一推挽一Boost變換器4種不同等級電壓時輸入電感電流電壓波形圖；圖8為調頻一推挽一Boost變換器4種不同等級電壓時開關管觸發電壓漏極電壓波形圖；
圖9為調頻一推挽一Boost變換器4種不同等級電壓時兩輸入電感電流波形圖；
圖10為調頻一推挽一Boost變換器4種不同等級電壓時輸入電流波形圖；
圖11為調頻一推挽一SEPIC變換器4種不同等級電壓時輸入電感電流電壓波形圖；圖12為調頻一推挽一SEPIC變換器4種不同等級電壓時開關管觸發電壓漏極電壓波形圖；
圖13為調頻一推挽一SEPIC變換器4種不同等級電壓時兩輸入電感電流波形圖；
圖14為調頻一推挽一SEPIC變換器4種不同等級電壓時輸入電流波形圖。【具體實施方式】
[0011]下面結合附圖對本發明做進一步的描述。
[0012](I)直流電源時，調頻一推挽一BOOST變換器
如圖1所示，直流電源時，調頻一推挽一BOOST變換器的電路構成為:直流電源Ui正極出來分成兩路，分別連接電感L1和電感L2,電感L1和電感L2耦合在一個鐵芯上，電感L1的電流iu和電感L2的電流L從異名端流入。電感L1的出端一路經開關管M1回到電源Ui負極，一路經二極體Dl給電容Ctl和負載Rtl供電；電感L2的出端一路經開關管M2回到電源Ui負極,一路經二極體D2給電容Ctl和負載Rtl供電。
[0013]脈寬調製Boost變換器臨界連續時，已有資料證明 Ton=Toff=T/2
U0=2Ui
式中，Ton是開關導通時間，Toff是開關截止時間相等，T是開關的周期，U0是輸出電壓，Ui是直流電源，調頻一推挽一BOOST變換器，因為處於推挽觸發狀態，所以存在Ton=Toff=T/2必然也存在U0=2Ui
當開關管M1導通時，電感L1中的電流iu從零直線上升到最大值Im，當開關管M1截至時，電感L1中的電流iu經二極體D1給電容Ctl和負載Rtl供電，電感L1中的電流iu從最大值Ini下降到零，如此周而復始，電感L1中的電流iu在電感L1中形成了電流連續的三角波。由於開關管M2與開關管M1處於推挽觸發狀態，所以在電感L2中所產生的電流^也是一個連續的電流三角波，形狀與iu相似，只是L的波形與iu的波形相差半個周期。這樣直流電源U1同時給這樣兩個三角波電流供電，所以電源電流i=iu +iIL2 =Im,即電源提供的電流為零紋波電流。
[0014]臨界連續時，觸發電壓和電感中電流波形如圖2所示。
[0015]為了消除輸入電流紋波，只需將兩個相同的Boost變換器並聯，而且讓這兩個Boost變換器處於推挽觸發狀態就可以了，但為了降低造價，為了降低變換器內部的損耗，提高效率，將兩個電感線圈耦合在一個鐵芯上，讓兩個電流iu和^從異名端輸入，iL1和^所產生的磁通Φ^Ρ Φ2在磁路中的方向是相反的，但時間相差半個周期，因而合成磁通Φ是從鐵心的一個方向的設計最大值ΦΠ1變化到鐵心的另一方向的設計最大值Φπι，也就是說磁通的變化量Λ Φβ = 2Φι? ;原來在兩個單獨磁路中作單方向變化的磁通小工和Φ2,因為受剩磁Φ的影響，因而磁通的變化量Λ = Φι?一 Φy,由此可知Λ Φ?>2 Δ b。這種把Φρ Φ2原來在兩個單獨磁路中做單方向變化的磁通Φρ Φ2變成在同一個磁路中做正反方向變化的磁通Φ，將引起電感L1和L2質的變化，這樣將使U、L2分別在兩個單獨的直流磁化電路中的電感變成一個交流磁化電路中的電感L1和電感L2，所以電感L1和電感L2的數值大大增加，為了保持電感L1和電感L2的數值不變，必須減少電感L1和電感L2的匝數，而電感又與繞線匝數的平方N2成正比，所以為了保持電感不變，電感繞組的匝數可少於原來的1/4，這樣兩個繞組匝數之和還少於原來一個繞組匝數的1/2，因而銅耗大大減少了。
[0016]單端的直流磁化曲線不僅受剩餘磁的影響，而且在單端磁化曲線所包含的磁化曲線面積很大，交流磁化曲線不受剩磁的影響，而且磁化曲線所包含的面積很小，因而鐵芯損耗大大減小。
[0017]調頻--推挽一Boost變換器由兩臺單獨的Boost變換器組成，故輸出功率增加一倍，但電感仍是一個，不需增加，輸出電容Cci也不需增加，因為Dp D2是交互導通的，相當頻率增加一倍，所以，C0的容量不需增大，輸出紋波不會增加，所以調頻一推挽一Boost變換器雖然輸出功率增加一倍，主電路實際只增加一隻開關管M和一隻二極體D，因而性價比大大提聞。
[0018](2)直流電源時，調頻一推挽一SEPIC變換器
如圖3所示，直流電源時，調頻一推挽一SEPIC變換器的電路構成為:直流電源Ui正極出來分成兩路，分別連接電感L11和電感L12。電感L11的出端一路經開關管M1回到電源Ui負極，另一路經電容C1後再分兩路，一路經電感L21後回到電源負極，另一路經二極體D1輸出到Ctl和負載Rtl,再回電源負極；電感L12的出端一路經開關管M2回到電源Ui負極，另一路經電容C2後再分兩路，一路經電感L22後回到電源負極，另一路經二極體D2輸出到Ctl和負載R。，再回電源負極。
[0019]脈寬調製S^ic變換器臨界連續時，已有資料證明 Ton=Toff=T/2
U0=Ui
式中，Ton是開關導通時間，Toff是開關截止時間相等，T是開關的周期，U0是輸出電壓，Ui是直流電源，調頻一推挽一Sepic變換器，因為處於推挽觸發狀態，所以存在Ton=Toff=T/2必然也存在U0=Ui=Uc1=Uc2
其中Uci和Uc2分別是電容C1和電解電容C2兩端的電壓。
[0020]當M1觸發導通時，電源Ui給電感L11供電，電感L11中的電流in從零直線上升到最大值Ini，與此同時，電容C1的電壓Uca給電感L21供電，電感L21中的電流i21也從零直線上升到最大值Im ;當M1截止時，電源U i與L11經電容C1和二極體D1到Ctl和負載Rtl形成通路，這時電容C1處於充電狀態，電感L11中的電流in從最大值Ini下降到零；與此同時，電感L21中的電流i21也經二極體D1給Ctl和負載Rj共電，電感L21中的電流也由最大值Ini下降到零。I11和i21是大小變化相同相位也相同的三角波電流。由於W、M2相互處於推挽觸發狀態，所以電感L12的i12、電感L22的i22也是大小變化相同而且相位也相同的三角波形電流，但與電流in、和電流i21的相位相差半個周期。電感L11和電感L12藕合在一個鐵芯上，讓電流從異名端輸入；同時把電感L21和電感L22藕合在另一個鐵芯上，電流也從異名端輸入。
[0021]臨界連續時觸發電壓和電感中的電流波形如圖4。
[0022]因為直流電源U i同時給L11和L12供電，in、i12為兩個大小變化相同而相位相差半個周期的三角波形電流，所以電源Ui供給電源電流i=in+i12=Im。即恆定直流電源U 3合調頻一推挽一 Sepic變換器供電的電流也是恆定的，輸入為零紋波變換器。
[0023]按照調頻一推挽一Boost變換器中的方法一樣，把電感L11和電感L12藕合在一個鐵芯上，讓電流從異名端輸入，並且保持電感數值不變；同時把電感L21和電感L22藕合在另一個鐵芯上，電流也從異名端輸入，並且保持電感數值不變。這樣就把四個單端電流變化的直流電感變成了兩個正反方向變化的交流藕合電感。這就大大降低了變換器的鐵芯損耗和銅耗，因而大大提高了變換器的效率。
[0024]調頻一推挽一s印ic變換器由兩臺單獨的s印ic變換器構成，輸出功率增加一倍，電感仍是兩個不需增加，電容C。也不需增加，主電路只增加一隻開關管、一隻二極體和一隻中間電容，所以性價比大大提高。
[0025]變壓器式wpic變換器只要改變變壓器的匝數比nT=NT2/NT1也就改變輸出電壓的高低，因而既能降壓，也能升壓，負載還可以與電源隔離，還可以有幾種不同的輸出電壓，使用非常靈活。
[0026](3)交流輸入時零紋波變換器的電路分析
調頻一推挽一BOOST變換器交流電源輸入時的電路構成為:只需要將交流電源接到4個二極體構成的橋式整流電路中，用整流輸出取代原來的直流電源，其餘的電路分別和直流輸入時，調頻一推挽一BOOST變換器電路及調頻一推挽一SEPIC變換器電路一致。如圖5、圖6所示。
[0027]交流電源，一般為50/60HZ頻率的正弦波交流電壓源，經二極體整流後的電壓是經整流後的100/120HZ頻率的正弦半波電壓。通常用電壓表測量出的交流電壓是電源電壓的有效值U，經整流後測量出的直流電壓是直流電壓的平均值Up，都不是電源電壓的瞬時值，開關電源中的開關管的開關頻率一般都在20KHz以上，所以在此種情況下，無法用示波器正確觀察電流或電壓的波形；由於交流電源的頻率很低，而開關管的觸發頻率很高，所以一般認為開關管變化一周內，所加的交流輸入電壓仍是恆定的，只要直流輸入電壓時，檢驗出的變換器是正確的，那麼在相應的交流電壓範圍內，變換器也是正確的，也就是說，驗證直流變換器是交流變換器驗證的依據，當交流輸入時無需再作檢驗了。
[0028](4)輸入零紋波變換器實驗論證
直流輸入時，得到四種不同輸出電壓U。:50V、100V、200V和300V，測出對應的輸入電壓Ui,用示波器觀測輸入電感中電流與電壓的變化關係，觀測開關管的觸發電壓和漏極電壓的關係，並觀測兩電感中的電流與輸入電流的關係。
[0029]由於相同的直流輸入電壓，Boost變換器的輸出電壓為sepic變換器的兩倍，為了便於分析問題，將s印ic變換器的變壓器的變比取為nT=NT2/NT1=2。這樣，變換器的輸入電壓相同時，輸出電壓也完全相同，兩種變換器的外特性完全相同；實驗中採用以SG3525A晶片為基礎作為調頻推挽觸發電路，實驗中還採用了無源無損緩衝電路；實驗中以兩隻5.1KΩ電阻並聯作為負載。
[0030]直流電壓輸入時，調頻一推挽一Boost變換器實驗結果見表1
表1中的001~016和表2中的017~032分別對應圖7~圖14中不同的電壓或電流波形。
[0031]表1:調頻一推挽一Boost變換器實驗結果
【權利要求】
1.一種輸入零紋波變換器，其特徵在於:將兩個完全相同的BOOST變換器並聯，或將兩個相同的SEPIC變換器並聯，同時使兩個BOOST變換器或兩個SEPIC變換器的觸發電路處於推挽-觸發狀態，兩個變換器的輸入三角形電流波形在時間上相差半個周期，從而使直流電源供給的電流為無紋波的恆定直流。
2.如權利要求1所述的輸入零紋波變換器，其特徵在於:將兩個並聯的BOOST變換器的電感線圈耦合在一個鐵心上，使電流從異名端輸入，並保持電感數值不變，或將SEPIC兩個變換器的電感分別耦合在兩個鐵心上，使電流從異名端輸入，並保持電感數值不變。
3.如權利要求1所述的輸入零紋波變換器，其特徵在於:所述的兩個完全相同的BOOST變換器並聯時，電路的構成如下:直流電源Ui正極出來分成兩路，分別連接電感L1和電感L2,電感L1和電感L2耦合在一個鐵芯上，電感L1的電流iu和電感L2的電流L從異名端流入；電感L1的出端一路經開關管M1回到電源Ui負極，一路經二極體D1給電容Ctl和負載Rtl供電；電感L2的出端一路經開關管M2回到電源Ui負極，一路經二極體D2給電容Ctl和負載Rtl供電。
4.如權利要求1所述的輸入零紋波變換器，其特徵在於:所述的兩個相同的SEPIC變換器並聯時，電路結構是:直流電源Ui正極出來分成兩路，分別連接電感L11和電感L12,電感L11和電感L12藕合在一個鐵芯上，電感L11的電流in、電感L12的電流i12從電感L11和電感L12的異名端 輸入；電感L11的出端一路經開關管M1回到電源Ui負極，另一路經電容C1後再分兩路，一路經電感L21後回到電源負極，另一路經二極體D1輸出到電容Ctl和負載Rtl的並聯電路，再回電源負極；電感L12的出端一路經開關管M2回到電源Ui負極，另一路經電容C2後再分兩路，一路經電感L22後回到電源負極，另一路經二極體D2輸出到電容Ctl和負載Rtl的並聯電路，再回電源負極。
5.根據權利要求3或4所述的輸入零紋波變換器，其特徵在於:所述的調頻一推挽一BOOST變換器或調頻一推挽一SEPIC變換器的直流電源，是由交流電源接到4個二極體構成的橋式整流的電路中，由整流橋輸出的直流電源。
【文檔編號】H02M1/14GK104022632SQ201410289974
【公開日】2014年9月3日 申請日期:2014年6月26日 優先權日:2014年6月26日
【發明者】繆恢宏, 繆吉 申請人:繆恢宏