一種適用於測試儀的複合系統信道估計方法及裝置與流程
2023-06-03 02:57:21
本發明涉及一種複合系統信道估計方法，尤其涉及一種適用於測試儀的複合系統信道估計方法，並涉及採用了該適用於測試儀的複合系統信道估計方法的複合系統信道估計裝置。
背景技術：
無線通信技術在不斷的演進和變革，為滿足日愈增長的帶寬和容量需求，各種技術不斷的被深入研究，MIMO(Multiple-Input Multiple-Output)技術就是為了在不增加帶寬、不增加發射功率的前提下提升信道容量、提升信道可靠性。無線寬帶通信信道具有多徑時延、頻率選擇衰落的特點，MIMO技術可以對抗信道上的多徑衰落，但仍然要面對頻率選擇衰落問題。而OFDM由於採用多個正交的子載波進行通信，每一個調製符號調製在單個子載波上，在每一個子載波內，信道類似於平坦，因此OFDM技術在對抗寬帶通信頻率選擇性衰落上效果顯著。在當前主流的無線通信標準協議中，例如3GPP組織推動的4G移動通信標準LTE，以及WiFi聯盟推動的IEEE802.11n和IEEE802.11ac標準，都採用了OFDM+MIMO技術。
對於支持MIMO的DUT，所述DUT為待測設備或待測件，傳統上採用多根線連接綜測儀多個RF口進行測試DUT多個射頻發射天線口的信號質量。對於有多個射頻接收鏈路分析的測試儀，一臺測試儀即可完成MIMO的測試，如圖2所示，而對於僅有一條射頻接收鏈路的測試儀，則需要多臺儀器才能完成MIMO測試，如圖3所示。對於支持圖2的測試儀，需要在單臺儀器內集成多個射頻輸入硬體電路，而且對於每一條射頻鏈路的輸入信號處理，需要完成將射頻信號搬移到基帶，這對於測試儀的射頻電路設計要求非常高，既要考慮多根天線的幹擾隔離，又要考慮硬體的實現成本；對於支持圖3的測試儀，需要多臺測試儀組網才能夠完成。由圖2和圖3可以看到，相對於單天線場景下的DUT射頻指標測試，要完成傳統上的MIMO測試，測試成本非常高。
為了降低MIMO測試成本，設計了Composite MIMO測試方法，所述Composite MIMO就是本發明所述的複合系統或複合MIMO系統，其原理是測試前，首先獲得MIMO信號發送時每一根天線上的頻域調製數據，測試時根據預先知道的每一根天線上的頻域調製數據，測試儀對多根天線複合為一路的信號進行接收解調，其測試組網如圖4所示。測試儀內，只需要完成一路射頻到基帶的硬體電路，再輔於基帶的算法分析處理，即可完成DUT MIMO信號的發射測量，測試成本相較於圖2和圖3的場景大大降低。
但是這種複合系統(Composite MIMO)在實際應用中，由於噪聲是對信道值有影響的，特別是信道惡劣信噪比很小的時候，估計出來的信道值會嚴重偏離理想值；此外，每個時刻信道的值都會有所變化，尤其是載波頻偏補償存在殘餘的時候，隨著時間的積累信道值會存在偏差；如果後續的時間符號上一直採用高速長訓序列的信道估計值進行信道補償，則隨著時間的積累，越往後的符號解調性能越惡化。
技術實現要素：
本發明所要解決的技術問題是需要提供一種能夠提高信道估計值的估計精度，以更好的服務於待測設備的測量的適用於測試儀的複合系統信道估計方法，並提供採用了該適用於測試儀的複合系統信道估計方法的複合系統信道估計裝置。
對此，本發明提供一種適用於測試儀的複合系統信道估計方法，包括以下步驟：
步驟S1，在發送負載數據之前發送多個時隙符號的長訓序列，以實現用於MIMO接收的信道估計；
步驟S2，在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，判斷發送數據矩陣Xk是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發送數據矩陣Xk求信道估計值Hk，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值Hk，其中，t為負載數據符號時間；
步驟S3，判斷負載數據符號時間t是否大於符號間隔T，若否，則採用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；若是，則採用第(t-T)符號起連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；
步驟S4，返回步驟S2，直到完成所有時刻的信道估計。
本發明的進一步改進在於，所述步驟S2中，在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，根據待測設備發送的參考文件數據R中N個符號在第k個子載波的數值組成發射數據矩陣Xk，然後再判斷所述發射數據矩陣Xk是否可逆；其中，N為天線數。
本發明的進一步改進在於，所述步驟S2中，若可逆，則根據公式Hk＝Xk-1Yk求取當前時刻符號作為信道估計值Hk，信道估計值Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值；其中，Xk-1為發送數據矩陣Xk的逆矩陣；Yk為複合為一路的接收天線在第k個子載波N個符號內接收到的N個數據向量。
本發明的進一步改進在於，通過測試儀對待測設備每根天線依次進行獨立採集，然後做DFT變換到頻域，經過多次訓練得到該待測設備每根天線的參考文件；或，控制待測設備在每根天線依次進行獨立採集情況下發送最高速率信號，然後通過測試儀對獨立採集的最高速率信號進行接收分析，得到待測設備內存發送的比特流，最後根據比特流進行發送處理至空間映射為止得到該待測設備每根天線的參考文件。
本發明的進一步改進在於，在做DFT變換到頻域之前，MIMO數據的發射過程包括：比特流輸入加擾器後進行編碼分析器處理，然後進行編碼並在每個編碼器進行分流，分流後的數據依次進行交織、星座圖映射、STBC編碼以及循環移位，最後進行空間映射後得到的每根天線的頻域數據。
本發明的進一步改進在於，第j根天線的參考文件表示為R＝Rj,t,k，其中，j為第j根天線，t為負載數據符號時間，k表示頻域的第k個子載波。
本發明的進一步改進在於，第i條天線在t時刻第k個子載波接收到的頻域數據為：其中，Yrx為測試儀接收到的複合後的多根天線頻域數據，N為天線數，R′i,t,k為第i根天線t時刻在第k個子載波上實際接收到的頻域數據，Rj,t,k為第j根天線t時刻在第k個子載波上的參考文件的數據，Hj,t,k為t時刻第j個發射天線在第k個子載波上的信道估計值，Hi,t,k為t時刻第i個發射天線在第k個子載波上的信道估計值。
本發明的進一步改進在於，所述步驟S3中，若負載數據符號時間t不大於符號間隔，則採用t個符號的t個信道估計值作為信道估計值向量H'k內的元素，H'k＝{Ht,k}，Ht,k為第t個符號求得的信道估計值Hk，Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，並對信道估計值向量H'k內的元素求取平均值其中，HN-1,t,k為t時刻第N-1個發射天線在第k個子載波上的信道估計值。
本發明的進一步改進在於，所述步驟S3中，若負載數據符號時間t大於符號間隔T，則採用第(t-T)符號起的連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，H'k＝{Ht,k}，Ht,k為第t個符號求得的信道估計值Hk，Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，並對信道估計值向量H'k內的元素求取平均值其中，HN-1,x,k為x時刻第N-1個發射天線在第k個子載波上的信道估計值，x＝t-T。
本發明還提供一種適用於測試儀的複合系統信道估計裝置，採用了如上所述的適用於測試儀的複合系統信道估計方法，並包括：
信道估計模塊，用於在發送負載數據之前發送多個時隙符號的長訓序列，以實現用於MIMO接收的信道估計；
發射數據矩陣可逆判斷模塊，用於在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，判斷發送數據矩陣Xk是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發送數據矩陣Xk求信道估計值Hk，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值Hk，其中，t為負載數據符號時間；
求取信道估計平均模塊，判斷負載數據符號時間t是否大於符號間隔T，若否，則採用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；若是，則採用第(t-T)符號起連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；
循環模塊，返回所述發射數據矩陣可逆判斷模塊，直到完成所有時刻的信道估計。
與現有技術相比，本發明的有益效果在於：首先，採用數據域中的負載數據來估計信道值，保持信道值估計的跟蹤更新，並在第t個時刻發送負載數據實現信道估計時，採用t時刻之前的N個符號來做信道估計；其次，充分考慮到信道隨機噪聲對信道估計值的不確定性影響，對每一個子載波上的信道估計值求取平均；最後，還考慮到接收幀隨著時間延長，信道值會隨時間有改變，採用符號間隔周期內的子載波信道估計值做平均，即採用t時刻之前的共T個信道估計值做平均。因此，本發明能夠有效提高複合系統(Composite MIMO)的信道估計值的估計精度，更好的服務於待測設備的測量。
附圖說明
圖1是本發明一種實施例的工作流程示意圖；
圖2是現有技術中由1臺測試儀完成4*4的MIMO測試的測試原理示意圖；
圖3是現有技術中由4臺測試儀完成4*4的MIMO測試的測試原理示意圖；
圖4是通過複合系統(Composite MIMO)完成MIMO測試的測試原理示意圖；
圖5是802.11n的幀格式示意圖；
圖6是802.11ac的幀格式示意圖；
圖7是本發明一種實施例的符合系統發送比特流獲取參考文件的工作原理示意圖；
圖8是本發明一種實施例的採用負載數據做信道估計的原理示意圖。
具體實施方式
下面結合附圖，對本發明的較優的實施例作進一步的詳細說明。
對於IEEE 802.11n及802.11ac的幀格式，在設計的時候考慮了MIMO接收，即在發送負載數據之前發送多個時隙符號的高速長訓序列，比如802.11n對應的是HT-LTF,而802.11ac對應的是VHT-LTF，以便用於MIMO接收的信道估計，如圖5和圖6所示。802.11n採用HT-LTF進行MIMO信道估計，802.11ac採用VHT-LTF進行MIMO信道估計。圖5和圖6中的數據域(Data域)為負載數據。
假設高速長訓序列在第t個符號時刻第k個子載波接收到的信號為Yt,k，則有其中N為發射天線數，Hn,t,k為t時刻第n個發射天線在第k個子載波上的信道值；Xn,t,k為t時刻第n根天線在第k個子載波上的數據，即發送的高速長訓序列(長訓序列)；Zt,k為噪聲項。本發明中，所述高速長訓序列簡稱長訓序列。
信道估計的目的即是求得每個子載波上的信道值Hn,t,k。上式中忽略噪聲影響，則有N個未知量的信道值Hn,t,k。通常會假設時間t上的信道值不變，採用N個接收到的高速長訓序列聯立方程組，即可解出每一個信道值Hn,t,k。每個子載波上的接收寫成矩陣形式Yk＝XkHk，其中，Yk＝[Y0,k,Y1,k,…,YN-1,k]T，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，Hk＝Xk-1Yk。
由上述可看出，Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，而信道估計值Hk有解的條件為發射數據矩陣Xk必須可逆，而802.11n的高速長訓序列(HT-LTF)，在多個符號上巧妙的採用了P矩陣進行加權，使得不管採用多少根天線發送數據，HT-LTF周期內的發射數據矩陣Xk都可逆。在802.11ac的高速長訓序列(VHT-LTF)非導頻位置，也滿足發射數據矩陣Xk可逆要求。P加權矩陣為，加權的維度根據發射天線數選取。
由前述求解信道值Hn,t,k的過程可知，滿足方程聯立條件一是忽略了噪聲項影響，二是每一個t時刻信道估值不變。而實際應用中，噪聲是對信道值有影響的，特別是信道惡劣信噪比很小的時候，估計出來的信道值會嚴重偏離理想值。此外，每個時刻信道的值都會有所變化，尤其是載波頻偏補償存在殘餘的時候，隨著時間的積累信道值會存在偏差。如果後續的時間符號上一直採用高速長訓序列的信道估計值進行信道補償，則隨著時間的積累，越往後的符號解調性能越惡化。
所述複合系統中，Composite MIMO測試，首先要獲取每根天線上發送的頻域映射數據，即參考文件，如圖7中每根天線IDFT之前的數據，R0對應第一根天線的頻域數據，R1對應第二根天線上的頻域數據，依次類推。可以用測試儀對DUT每根天線依次進行獨立採集，即SISO接收，然後做DFT變換到頻域，多次訓練得到每根天線的參考文件；也可以控制DUT在SISO情況下發送最高速率(802.11n裡為MCS7)信號，測試儀對SISO信號進行接收分析，得到DUT內存發送的比特流，然後根據比特流進行發送處理流程至空間映射為止得到每根天線的參考文件，即圖7 MIMO數據發射流程中IDFT之前的處理流程，包括比特流輸入加擾器(Scrambler)，然後進行編碼分析器處理(Encoder Parser)，然後進行編碼(FEC encoder)，然後每個編碼器進行分流(Stream Parser)，分流後的數據進行交織(Interleaver)、星座圖映射(Constellation mapper)、STBC編碼以及循環移位(CSD)，最後進行空間映射(Spatial Mapping)後得到的4天線R0、R1、R2、R3頻域數據。
也就是說，本例在所述複合系統中，Composite MIMO測試，首先要獲取每根天線上發送的頻域映射數據，即參考文件，為了獲取所述參考文件，本例可以通過測試儀對待測設備每根天線依次進行獨立採集，然後做DFT變換到頻域，經過多次訓練得到該待測設備每根天線的參考文件；或，本例還可以通過控制待測設備在每根天線依次進行獨立採集情況下發送最高速率信號，然後通過測試儀對獨立採集的最高速率信號進行接收分析，得到待測設備內存發送的比特流，最後根據比特流進行發送處理至空間映射為止得到該待測設備每根天線的參考文件。
本例在做DFT變換到頻域之前，MIMO數據的發射過程包括：比特流輸入加擾器後進行編碼分析器處理，然後進行編碼並在每個編碼器進行分流，分流後的數據依次進行交織、星座圖映射、STBC編碼以及循環移位，最後進行空間映射後得到的每根天線的頻域數據。第j根天線的參考文件表示為R＝Rj,t,k，其中，j為第j根天線，t為負載數據符號時間，k表示頻域的第k個子載波。
獲取參考文件後採用圖4描述的測試場景對待測設備進行複合系統(Composite MIMO)測試，每根天線發送數據時，其本質是按圖7的完整發送流程一直到空口射頻發送(Analog and RF)做處理。t時刻，根據Hk＝Xk-1Yk求得第k個子載波時N根天線的信道估計值Hk，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，忽略噪聲影響，容易求得，第i條天線在t時刻第k個子載波接收到的頻域數據為：其中，Yrx為測試儀接收到的複合後的多根天線頻域數據，N為天線數，R′i,t,k為第i根天線t時刻在第k個子載波上實際接收到的頻域數據，Rj,t,k為第j根天線t時刻在第k個子載波上的參考數據，Hj,t,k為t時刻第j個發射天線在第k個子載波上的信道估計值，Hi,t,k為t時刻第i個發射天線在第k個子載波上的信道估計值。測試儀即是根據R′i,t,k的值求得重要測量指標EVM。
因此，如圖1所示，本例提供了一種適用於測試儀的複合系統信道估計方法，包括以下步驟：
步驟S1，在發送負載數據之前發送多個時隙符號的長訓序列，以實現用於MIMO接收的信道估計；該步驟其實就是發送高速長訓序列，所述多個時隙符號的長訓序列指的是兩個以上的高速長訓序列；
步驟S2，在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，判斷發送數據矩陣Xk是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發送數據矩陣Xk求信道估計值Hk，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值Hk，其中，t為負載數據符號時間；
步驟S3，判斷負載數據符號時間t是否大於符號間隔T，若否，則採用t個符號對應的t個信道估計值作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；若是，則採用第(t-T)符號起連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；所述符號間隔T是預先設置的間隔，是一個自定義的自然數，在實現過程中，可以根據用戶的需求進行設置和調整；
步驟S4，返回步驟S2，直到完成所有時刻的信道估計，得到所有符號時刻對應的Hk-。
值得一提的是，本例中，首先，採用數據域中的負載數據來估計信道值，保持信道值估計的跟蹤更新，如圖8所示t時刻，即在第t個時刻發送負載數據實現信道估計時，採用t時刻之前的N個符號來做信道估計；其次，充分考慮到信道隨機噪聲對信道估計值的不確定性影響，對每一個子載波上的信道估計值求取平均；最後，還考慮到接收幀隨著時間延長，信道值會隨時間有改變，採用符號間隔周期內的子載波信道估計值做平均，即如圖8所示採用t時刻之前的共T個信道估計值做平均。因此，通過以上三點，本例能夠有效提高複合系統(Composite MIMO)的信道估計值的估計精度，更好的服務於待測設備的測量。
在採用負載數據來進行信道估計的時候，必須確定第t時刻第k個子載波上的傳輸數據Xk矩陣可逆，而待測設備發送MIMO數據為隨機發送，並不能保證此要求。由中發射數據矩陣Xk的元素組成可知，採用負載數據域進行信道估計時，發射數據矩陣Xk中的元素為第k個子載上多根天線的參考文件R中，t時刻之前的N個符號的數據。
因此，本例所述步驟S2中，在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，根據待測設備發送的參考文件數據R中N個符號在第k個子載波的數值組成發射數據矩陣Xk，然後再判斷所述發射數據矩陣Xk是否可逆；其中，N為天線數。假如可逆，則根據公式Hk＝Xk-1Yk取當前時刻符號求信道估計值Hk；其中，Xk-1為發送數據矩陣Xk的逆矩陣；Yk為複合為一路的接收天線在第k個子載波位置N個符號內接收到的N個數據向量。假如不可逆，則繼承前一時刻的信道估計值Hk。
本例所述步驟S3中，若負載數據符號時間t不大於符號間隔，則採用t個符號的t個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，H'k＝{Ht,k}，Ht,k為第t個符號求得的信道估計值Hk，發送數據矩陣Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，並對信道估計值向量H'k內的元素求取平均值其中，HN-1,t,k為t時刻第N-1個發射天線在第k個子載波上的信道估計值。若負載數據符號時間t大於符號間隔T，則採用第(t-T)符號起的連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，H'k＝{Ht,k}，Ht,k為第t個符號求得的信道估計值Hk，Hk包含了N根天線的在第k個子載波的信道值，Hk＝[H0,t,k,H1,,t,k,…,HN-1,t,k]T，並對信道估計值向量H'k內的元素求取平均值其中，HN-1,x,k為x時刻第N-1個發射天線在第k個子載波上的信道估計值，x＝t-T。
本例還提供一種適用於測試儀的複合系統信道估計裝置，採用了如上所述的適用於測試儀的複合系統信道估計方法，並包括：
信道估計模塊，用於在發送負載數據之前發送多個時隙符號的長訓序列，以實現用於MIMO接收的信道估計；
發射數據矩陣可逆判斷模塊，用於在第t個時刻利用負載數據實現信道估計時，判斷發送數據矩陣Xk是否可逆，若可逆則利用當前時刻符號的發送數據矩陣Xk求信道估計值Hk，若不可逆則繼承前一時刻的信道估計值Hk，其中，t為負載數據符號時間；
求取信道估計平均模塊，判斷負載數據符號時間t是否大於符號間隔T，若否，則採用t個符號對應的t個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；若是，則採用第(t-T)符號起連續T個符號對應的T個信道估計值，作為信道估計值向量H'k內的元素，並對所述信道估計值向量H'k的元素求取平均值；
循環模塊，返回所述發射數據矩陣可逆判斷模塊，直到完成所有時刻的信道估計。
以上內容是結合具體的優選實施方式對本發明所作的進一步詳細說明，不能認定本發明的具體實施只局限於這些說明。對於本發明所屬技術領域的普通技術人員來說，在不脫離本發明構思的前提下，還可以做出若干簡單推演或替換，都應當視為屬於本發明的保護範圍。