電源正弦波逆變器的製作方法

2023-06-03 05:09:04 2

本發明涉及逆變器領域，特別涉及一種電源正弦波逆變器。

背景技術：

隨著人類發展的不斷進步，環境也在不斷的變壞，自然災害經常發生，斷電斷水等情況時有發生。帶UPS切換功能的正弦波逆變器已成為國內外研究開發和扶持發展的重要能源裝備產品之一。目前帶UPS切換功能的正弦波逆變器存主要存在如下問題：1、大部分產品輸出是只帶充電功能的修正弦波產品，帶感性和容性負載，效率低，負載溫度高，啟動時對逆變器衝擊很大，容易壞掉。2、市面上有的帶充電純正弦波產品也都是不帶UPS功能的。3、帶UPS功能的功率都做不大，切換效果不理想。

傳統逆變器濾波的全橋拓撲電路為：當正半周期工作時，電感L2和電感L1濾波；當負半周期工作時，電感L2和電感L1濾波，導致逆變器對地的共模電流比較大，漏電流加大，並且電磁兼容比較差，需要加大輸出的共模電感，來抑制漏電流。拓撲電磁兼容比較差，效率比較低。另外，目前逆變器中的振蕩電路的電路結構複雜，成本高。

技術實現要素：

本發明要解決的技術問題在於，針對現有技術的上述缺陷，提供一種切換快速、穩定性較高、輸出波形穩態精度高、動態性能較好、體積較小、能降低漏電流、提高效率、電路結構簡單、降低成本的電源正弦波逆變器。

本發明解決其技術問題所採用的技術方案是：構造一種電源正弦波逆變器，包括保護單元、充電裝置和UPS控制單元，所述保護單元設置在所述充電裝置的外部，所述UPS控制單元設置在所述充電裝置的內部；所述保護單元包括輸入濾波電路、輸入振蕩電路、輸入保護電路、控制電路和反接保護電路，所述輸入濾波電路、輸入保護電路、控制電路和反接保護電路均與所述輸入振蕩電路連接；

所述輸入濾波電路包括第一直流電源、第二直流電源、第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管、第四MOS管、第一電阻、第二電阻、第三電阻、第四電阻、第一電感、第二電感、第一電容和第二電容，所述第一MOS管的漏極和所述第三MOS管的漏極均與所述第一直流電源的正極連接，所述第一直流電源的負極與所述第二直流電源的正極連接，所述第二直流電源的負極接地，所述第二MOS管的源極通過所述第一電阻分別與所述第二MOS管的漏極和第二電感的一端連接，所述第二MOS管的源極接地，所述第三MOS管的源極通過所述第二電阻與所述第四MOS管的漏極連接，所述第四MOS管的源極接地，所述第三MOS管的源極還通過所述第一電感分別與所述第一電容的一端和第三電阻的一端連接，所述第二電感的另一端分別與所述第二電容的一端和第四電阻的一端連接，所述第一電容的另一端和第二電容的另一端均與所述第一直流電源的正極連接，所述第三電阻的另一端和第四電阻的另一端分別連接交流電源的兩端；

所述輸入振蕩電路包括第一二極體、第一反相器、第二反相器、第三反相器、第三電容、第五電阻、第六電阻和第七電阻，所述第一二極體的陰極連接所述第一直流電源，所述第一二極體的陽極分別與所述第五電阻的一端和第七電阻的一端連接，所述第七電阻的另一端與所述第一反相器的輸入端連接，所述第一反相器的輸出端與所述第二反相器的輸入端連接，所述第二反相器的輸出端分別與所述第三反相器的輸入端和第三電容的一端連接，所述第五電阻的另一端與所述第三電容的另一端連接，所述第三反相器的輸出端與所述第二電阻的一端連接，所述第二電阻的另一端與所述第三電容的另一端連接。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述輸入振蕩電路還包括第八電阻，所述第一反相器的輸出端通過所述第八電阻與所述第二反相器的輸入端連接。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述輸入振蕩電路還包括第九電阻，所述第二反相器的輸出端通過所述第九電阻分別與所述第三反相器的輸入端和第三電容的一端連接。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述輸入振蕩電路還包括第十電阻，所述第三反相器的輸出端通過所述第十電阻與所述第二電阻的一端連接。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述充電裝置包括充電振蕩電路以及與所述充電振蕩電路連接的振蕩控制電路；所述UPS控制單元包括UPS切接模塊、逆變振蕩電路、UPS切換控制模塊、純正弦波逆變控制模塊和市電檢測電路，所述逆變振蕩電路和UPS切換控制模塊均與所述UPS切接模塊連接，所述純正弦波逆變控制模塊分別與所述逆變振蕩電路和UPS切換控制模塊連接，所述純正弦波逆變控制模塊和UPS切換控制模塊均與所述市電檢測電路連接；所述輸入振蕩電路通過導線與所述充電振蕩電路連接，所述振蕩控制電路通過導線與所述逆變振蕩電路連接。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述充電振蕩電路通過充電整流電路輸入電力。

在本發明所述的電源正弦波逆變器中，所述振蕩控制電路通過輔助電壓經整流濾波電路輸入電力。

實施本發明的電源正弦波逆變器，具有以下有益效果：由於使用保護單元、充電裝置和UPS控制單元，保護單元設置在充電裝置的外部，UPS控制單元設置在充電裝置的內部；保護單元包括輸入濾波電路、輸入振蕩電路、輸入保護電路、控制電路和反接保護電路，輸入濾波電路改變了傳統全橋拓撲的工作方式，當正半周期工作時，第一電感和第一電容進行濾波，第二電感不工作，負半周期工作時，第二電感和第二電容進行濾波，第一電感不工作，從而改變了機器的工作方式和續流方式，使得漏電流減小，電磁兼容也變得相對容易通過，輸入振蕩電路採用最常用的反向門器件和電阻、電容組成，簡化電路，成本低，所以其切換快速、穩定性較高、輸出波形穩態精度高、動態性能較好、體積較小、能降低漏電流、提高效率、電路結構簡單、降低成本。

附圖說明

為了更清楚地說明本發明實施例或現有技術中的技術方案，下面將對實施例或現有技術描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發明的一些實施例，對於本領域普通技術人員來講，在不付出創造性勞動性的前提下，還可以根據這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發明電源正弦波逆變器一個實施例中保護單元的結構示意圖；

圖2為所述實施例中輸入濾波電路的電路原理圖；

圖3為所述實施例中輸入振蕩電路的電路原理圖；

圖4為所述實施例中充電裝置的結構示意圖；

圖5為所述實施例中UPS控制單元的結構示意圖。

具體實施方式

下面將結合本發明實施例中的附圖，對本發明實施例中的技術方案進行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實施例僅僅是本發明一部分實施例，而不是全部的實施例。基於本發明中的實施例，本領域普通技術人員在沒有做出創造性勞動前提下所獲得的所有其他實施例，都屬於本發明保護的範圍。

在本發明電源正弦波逆變器實施例中，該電源正弦波逆變器包括保護單元、充電裝置和UPS控制單元，其中，保護單元設置在充電裝置的外部，UPS控制單元設置在充電裝置的內部。圖1為本實施例中保護單元的結構示意圖。圖1中，該保護單元包括輸入濾波電路、輸入振蕩電路、輸入保護電路、控制電路和反接保護電路，輸入濾波電路、輸入保護電路、控制電路和反接保護電路均與輸入振蕩電路連接。

圖2為本實施例中輸入濾波電路的電路原理圖，圖2中，該輸入濾波電路包括第一直流電源VDC1、第二直流電源VDC2、第一MOS管Q1、第二MOS管Q2、第三MOS管Q3、第四MOS管Q4、第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3、第四電阻R4、第一電感L1、第二電感L2、第一電容C1和第二電容C2，其中，第一電阻R1、第二電阻R2、第三電阻R3和第四電阻R4均為限流電阻，用於進行過流保護，提高輸入濾波電路的安全性。

本實施例中，第一MOS管Q1的漏極和第三MOS管Q3的漏極均與第一直流電源VDC1的正極連接，第一直流電源VDC1的負極與第二直流電源VDC2的正極連接，第二直流電源VDC2的負極接地，第二MOS管Q2的源極通過第一電阻R1分別與第二MOS管Q2的漏極和第二電感L2的一端連接，第二MOS管Q2的源極接地，第三MOS管Q3的源極通過第二電阻R2與第四MOS管Q4的漏極連接，第四MOS管Q4的源極接地，第三MOS管Q3的源極還通過第一電感L1分別與第一電容C1的一端和第三電阻R3的一端連接，第二電感L2的另一端分別與第二電容C2的一端和第四電阻R4的一端連接，第一電容C1的另一端和第二電容C2的另一端均與第一直流電源VDC1的正極連接，第三電阻R3的另一端和第四電阻R4的另一端分別連接交流電源的兩端；也就是說，第三電阻R3的另一端與交流電源的一端連接，第四電阻R4的另一端與交流電源的另一端連接。

該輸入濾波電路改變了傳統全橋拓撲的工作方式。當正半周期工作，第一電感L1和第一電容C1進行濾波，第二電感L2不工作；負半周期工作時，第二電感L2和第二電容C2進行濾波，第一電感L1不工作。從而改變了機器的工作方式和續流方式，使得漏電流減小，電磁兼容也變得相對容易通過。同時新的拓撲減低了電感和管子的損耗提高了整個機器的效率。

圖3為本實施例中輸入振蕩電路的電路原理圖，圖3中，輸入振蕩電路包括第一二極體D1、第一反相器A1、第二反相器A2、第三反相器A3、第三電容C3、第五電阻R5、第六電阻R6和第七電阻R7，其中，第一反相器A1、第二反相器A2、第三反相器A3均為TTL反相器或CMOS反相器。第一二極體D1為鉗位二極體，第七電阻R7為限流電阻，用於進行過流保護。第一二極體D1的陰極連接第一直流電源VDC1，第一二極體D1的陽極分別與第五電阻R5的一端和第七電阻R7的一端連接，第七電阻R7的另一端與第一反相器A1的輸入端連接，第一反相器A1的輸出端與第二反相器A2的輸入端連接，第二反相器A2的輸出端分別與第三反相器A3的輸入端和第三電容C3的一端連接，第五電阻R5的另一端與第三電容C3的另一端連接，第三反相器A3的輸出端與第二電阻R2的一端連接，第二電阻R2的另一端與第三電容C3的另一端連接。該輸入振蕩電路採用最常用的反向門器件、電阻和電容組成，電路結構簡單，成本較低，實現方便，改變輸出頻率方便，能用較低成本實現方波輸出。

本實施例中，第一反相器A1的輸入電壓V3＝V1-R5×i，由於反相器的輸入電流為μA級別，可以視V3點電位等於V1點電位。V1點電位為第三電容C3兩端電壓V與第二反相器A2的輸出電壓V2之和，即V1＝V+V2。電路上電起始條件下，V3為低電平，V2為低電平，V4為高電平，則V1＝V+V2(低電平)，第三反相器A3的輸出通過第六電阻R6向第三電容C3充電；當V1點充電電位達到反相器的輸入閥值Vth時，第一反相器A1、第二反相器A2和第三反相器A3輸出翻轉，V2為高電平，V4為低電平，則V1＝V+V2(高電平)，第三電容C3通過第六電阻R6和第三反相器A3放電；當V1點電位放電到反相器的輸入閥值Vtl時，由於V3＝V1，第一反相器A1、第二反相器A2和第三反相器A3輸出翻轉，V2為高電平，V4為低電平，則V1＝V+V2(高電平)，第三電容輸出翻轉，V2為低電平，V3為高電平，則V1＝V+V2(低電平)。這個過程反覆進行，則輸出端f(out)輸出佔空比為50％的方波。

由於當V2為高電平時，V1＝V+V2(高電平)，V3＝V1，則V3＝V+V2(高電平)，這個電位就有可能超出了反相器容許的最大輸入電壓，造成反相器損壞第一二極體D1可以有效地鉗位V3的電位。由於增加了第一二極體D1，在V1＝V+V2(高電平)時，第三電容C3的放電迴路有兩條，一條通過第五電阻R5、第一二極體D1放電，一條通過第六電阻R6和第三反相器A3的輸出放電，當V1點的電位放電到第一二極體D1的導通電壓以下時，第三電容C3隻通過第六電阻R6向第三反相器A3的輸出放電，直到V1點電位到Vtl以下。

本實施例中，該輸入振蕩電路還包括第八電阻R8，第一反相器A1的輸出端通過第八電阻R8與第二反相器A2的輸入端連接。改輸入振蕩電路還包括第九電阻R9，第二反相器A2的輸出端通過第九電阻R9分別與第三反相器A3的輸入端和第三電容C3的一端連接。該輸入振蕩電路還包括第十電阻R10，第三反相器A3的輸出端通過第十電阻R10與第二電阻R2的一端連接。

圖4為本實施例中充電裝置的結構示意圖。圖5為本實施例中UPS控制單元的結構示意圖。本實施例中，充電裝置包括充電振蕩電路和振蕩控制電路，振蕩控制電路與充電振蕩電路連接，UPS控制單元包括UPS切接模塊、逆變振蕩電路、UPS切換控制模塊、純正弦波逆變控制模塊和市電檢測電路，逆變振蕩電路和UPS切換控制模塊均與UPS切接模塊連接，純正弦波逆變控制模塊分別與逆變振蕩電路和UPS切換控制模塊連接，純正弦波逆變控制模塊和UPS切換控制模塊均與市電檢測電路連接；輸入振蕩電路通過導線與充電振蕩電路連接，振蕩控制電路通過導線與逆變振蕩電路連接。充電振蕩電路通過充電整流電路輸入電力。振蕩控制電路通過輔助電壓經整流濾波電路輸入電力。

總之，本發明的電源正弦波逆變器的前後級控制電路獨立集成，這樣可以減小產品的整體體積，提高逆變轉換效率，確保停電電器不會斷電，確保使用的安全可靠，減小諧波；蓄電池可以在1分鐘切換到市電，市電可以0.2秒內切換到蓄電池，保證電器不會掉電。

以上所述僅為本發明的較佳實施例而已，並不用以限制本發明，凡在本發明的精神和原則之內，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應包含在本發明的保護範圍之內。