電源裝置以及點亮裝置以及包括點亮裝置的照明器材的製作方法

2023-06-20 13:44:01 4

專利名稱：電源裝置以及點亮裝置以及包括點亮裝置的照明器材的製作方法
技術領域：
本發明涉及電源裝置、以及點亮裝置和包括該點亮裝置的照明器材。
背景技術：
在用於包括照明的各種目的電源裝置中，一般已知斬波控制方法作為用於取出所需的電力的控制方法。通過使用斬波控制方法，電源裝置的能量損耗相對小。於是，能夠相對容易地實現斬波控制方法的控制電路被製造成集成電路並且從各製造商處作為商品提供。在斬波控制中，以高頻率重複接通和斷開電流，並且能夠獲得期望的電力。於是，將用於使得輸出電壓比輸入電壓更高的控制稱為升壓斬波控制，並且將用於使得輸出電壓比輸入電壓更低的控制稱為降壓斬波控制。關於斬波控制的工作模式，存在連續模式、臨界模式以及間歇(非連續)模式，這些模式根據流過構成斬波控制電路的電感器的電流是連續還是間歇來分類。各個工作模式都有優點和缺點。連續模式一般適合用於輸出高電力的裝置，並且從構成斬波控制電路的開關元件生成高噪聲，並且電感器的電感值也變得大。作為結果，連續模式具有電感器的大小容易增大的特徵。臨界模式以及間歇模式適合在用於輸出低電力的裝置中使用，並且從開關元件生成相對低的噪聲，並且電感器的大小相對能夠減小。此外，已知這兩種模式與連續模式相比具有相對高的效率。關於臨界模式與間歇模式之間的差異，在取出相同電能的情況下，間歇模式具有開關電流的峰值比臨界模式更高的趨勢。接著，間歇模式具有在輸出的電壓波形中容易生成開關周期的紋波成分的特徵。此外，還有進行降壓斬波控制以使得輸出電壓變得恆定並且進行操作以在連續模式和臨界模式之間切換的電源裝置(例如，見日本特開2009-240114)。電源裝置在供給高電力的情況下以連續模式工作，並且在供給低電力的情況下以臨界模式工作。首先，使用圖10的A和B來說明臨界模式。圖10的A是流過開關元件的電流的波形圖。圖10的B是流過電感器的電感器電流的波形圖。當開關元件接通時，電感器電流沿由電感器的電感值所確定的斜率而增大，並且在電感器中儲存能量。接著，在經過預先設置在控制電路中的ON時間段Tonl後，斷開開關元件以使得檢測到的供給電壓成為期望電壓。此時，通過平滑電容器將儲存在電感器中的能量供給至輸出側，並且輸出平均電流1utl。在供給了電感器中儲存的全部能量的情況下，反轉在電感器的輔助繞組中生成的電壓的極性。控制電路檢測到在輔助繞組中發生的電壓極性反轉，並且根據控制電路檢測到電壓極性反轉的時刻再次接通開關元件。由此，電源裝置以臨界模式工作。接著，使用圖11的A和B來說明連續模式。圖11的A是流過開關元件的電流的波形圖。圖11的B是流過電感器的電感器電流的波形圖。

在供給電力高的情況下，延長開關元件的ON時間段以使得檢測到的供給電壓成為恆定電壓。ON時間段變為Ton2(>Tonl)。與供給電力低的情況相似，電感器電流沿由電感器的電感值而確定的斜率增大。在經過ON時間段Ton2後斷開開關元件的情況下，將儲存在電感器中的能量供給至輸出側，並且輸出平均電流1ut2。在這種情況下，將在電感器的輔助繞組中生成的電壓輸入至計時器電路。在計時器電路中，設置了 OFF時間段的上限值Toffl。在自開關元件斷開起已經過的時間超過上限值Toffl的情況下，在輔助繞組中發生電壓極性反轉之前接通開關元件。由此，電源裝置以連續模式工作。S卩，在供給電力逐漸增大的情況下，在臨界模式中所控制的開關元件的OFF時間段逐漸延長。因此，在該時間超過在計時器電路中設置的上限值Toffl的情況下，開關元件的OFF時間段固定在上限值Toffl。這裡，在上述的電源裝置以連續模式工作的情況下，開關元件的OFF時間段固定在上限值Toff I，但是ON時間段沒有固定。作為結果，在供給電力增大的情況下，ON時間段延長並且於是也延長了開關元件的驅動周期。換言之，降低了開關元件的驅動頻率。接著，驅動頻率降低至聞聽區，因此，存在生成噪聲或者該驅動頻率幹擾在紅外遙控中所使用的頻率的可能性。

發明內容
本發明的一個目的在於提供能夠防止開關元件的驅動周期在供給電力增加或者減小的情況下超過上限值的電源裝置、以及點亮裝置和包括該點亮裝置的照明器材。本發明的電源裝置包括:直流電源部，用於輸出直流電壓；電壓轉換部，設置有開關元件、電感器和電容器，並且使用所述直流電源部作為輸入電源，通過所述開關元件的接通斷開驅動向負載供給直流電力；電流檢測部，用於檢測流過所述負載的電流；控制部，用於基於在所述電流檢測部中獲得的檢測結果進行所述開關元件的接通斷開驅動，以使得從所述電壓轉換部供給至所述負載的直流電流維持恆定；以及能量檢測部，用於檢測由所述電感器釋放的能量，其中，所述控制部包括用於計算與供給至所述負載的直流電力的增大或減小相對應的所述開關元件的`驅動周期的計算部，以及用於將在所述計算部中獲得的計算結果與所述開關元件的驅動周期的上限值相比較的周期比較器，其中，在由所述計算部計算出的所述開關元件的驅動周期比所述上限值更短的情況下，所述控制部配置為使用在所述計算部中獲得的計算結果來設置所述開關元件的驅動周期、並且根據所述電感器釋放的能量降低為零的定時來接通所述開關元件，以及其中，在由所述計算部計算出的所述開關元件的驅動周期比所述上限值更長的情況下，所述控制部配置為使用所述上限值來設置所述開關元件的驅動周期。在電源裝置中，優選為調整在所述計算部中獲得的計算結果以使得隨著供給至所述負載的直流電力減小而延長所述開關元件的驅動周期。本發明的點亮裝置包括:上述電源裝置中的任何一種；以及由所述電源裝置供給直流電力的負載，其中，所述負載包括串聯連接或者並聯連接的多個發光二極體，並且所述負載設置有以能夠拆卸的方式安裝到所述電源裝置的輸出端子的連接部，並且通過接收來自所述電源裝置的直流電力而點亮。本發明的照明器材包括:上述的點亮裝置；以及用於安裝點亮裝置的主體。如上所述，本發明具有防止開關元件的驅動周期在供給電力增加或者減小的情況下超過上限值的效果。


以下將詳細說明本發明的優選實施例。通過以下的詳細說明和附圖，本發明的其它特徵和優點將更加明顯，其中:圖1是根據本發明的第一實施例的電源裝置的電路結構圖；圖2是根據本發明的第一實施例的電源裝置中的時間延遲部的電路結構圖；圖3的A至L是根據本發明的第一實施例的電源裝置在臨界模式下的時序圖；圖4的A至L是根據本發明的第一實施例的電源裝置在連續模式下的時序圖；圖5是根據本發明的第一實施例的設置有調光電平發生器的電源裝置的電路結構圖；圖6是根據本發明的第二實施例的電源裝置的電路結構圖；圖7是根據本發明的第三實施例的電源裝置的電路結構圖；圖8是使用根據本發明的第三實施例的電源裝置的照明器材的外觀圖；圖9是在使用根據本發明的第三實施例的電源裝置的照明器材中設置的負載的外觀圖；圖10的A和B是 傳統電源裝置在臨界模式下的時序圖；以及圖11的A和B是傳統電源裝置在連續模式下的時序圖。
具體實施例方式以下將基於

本發明的實施例。第一實施例圖1示出根據本實施例的電源裝置I的電路結構。電源裝置I包括直流電源部2、電壓轉換部3、控制部4以及控制電源部5。電源裝置I向負載6供給直流電力。首先，將要說明在電源裝置I中各部的結構。直流電源部2利用從電源裝置I的外部供給的電源電壓生成整流和平滑後的直流電壓Vol。接著，直流電源部2將直流電壓Vol輸出至隨後的電壓轉換部3。只要直流電源部2被配置成將直流電壓Vol輸出至電壓轉換部3，則直流電源部2還可以具有其它結構。例如，直流電源部2可以包括通過升高輸入電壓來生成直流電壓Vol的升壓斬波器電路。電壓轉換部3包括開關元件Q1、電感器L1、平滑電容器Cl、二極體Dl以及電阻器Rl0接著，開關元件Q1、電感器L1、平滑電容器Cl以及二極體Dl構成降壓斬波器電路。降壓斬波器電路利用直流電源部2作為輸入電源，通過開關元件Ql的0N/0FF驅動向負載6供給恆定直流電流1l。具體地，開關元件Q1、電感器L1、平滑電容器Cl以及電阻器Rl的串聯電路連接在直流電源部2的輸出端子之間。此外，電感器L1、平滑電容器Cl以及電阻器Rl的串聯電路與二極體Dl並聯連接。開關元件Ql由N溝道金屬氧化物半導體場效應管構成，並且其柵極通過電阻器R2與控制部4相連接。接著，由控制部4進行開關元件Ql的0N/0FF驅動，並且由此使直流電壓Vol降壓。接著，通過對直流電壓Vol降壓而跨平滑電容器Cl生成直流電壓Vo2，並且對負載6供給通過將流過電感器LI的電感器電流IL進行平均而獲得的直流電流1l。
負載6包括串聯連接的多個發光二極體61。負載6與平滑電容器Cl並聯連接，並且對負載6施加直流電壓Vo2。在本實施例中，控制為向負載6以預定值供給直流電流Ιο 。因此，在電壓轉換部3中生成的直流電壓Vo2響應於負載6而變化。例如，在負載6中的發光二極體61的數量大的情況下，直流電壓Vo2改變為高值。相反地，在發光二極體61的數量小的情況下，直流電壓Vo2改變為低值。本實施例的負載6中的發光二極體61串聯連接，但是可以並聯連接。電阻器Rl與平滑電容器Cl串聯連接，並且用作檢測電感器電流IL的電流檢測部。接著，將與電感器電流IL成比例的檢測電壓Vd(跨電阻器Rl生成的電壓)輸出至控制部4。在開關元件Ql接通的情況下，電感器電流IL沿由電感器LI的電感值La所確定的斜率增大，並且能量儲存在電感器LI中。在開關元件Ql斷開的情況下，已儲存的能量被釋放並且通過平滑電容器Cl供給至負載6。電感器LI設置有輔助繞組LI I。輔助繞組LI I用作檢測由電感器LI釋放的能量的能量檢測部。輔助繞組Lll的一端接地，並且該端在電感器電流IL增大的情況下成為高壓側。輔助繞組Lll的另一端通過電阻器R3和穩壓二極體ZDl的串聯電路接地。接著，由電感器電流IL在輔助繞組Lll中生成感應電壓Vzcdl。在電感器LI中儲存的能量減少到零、即電感器電流IL減小到零的情況下,感應電壓Vzcdl發生極性反轉。接著，感應電壓Vzcdl由穩壓二極體ZDl進行箝位，並且作為感應電壓Vzcd2被輸出至控制部4。控制電源部5生成用作操作控制部4的電源的控制電源Vcc以供給至控制部4。當電壓轉換部3正停止時，即，在電壓轉換部3啟動之前，存在開關元件Ql中的源極側電位未減小至幾乎為零[伏]的風險。因此，為了在接通開關元件Ql時確實啟動電壓轉換部3，在地與控制電源部5的輸出端子之間插入了二極體D2、電容器C2和阻抗元件Zl的串聯電路。阻抗元件Zl由諸如電阻器等的具有直流阻抗的分量構成。阻抗元件Zl的一端與電容器C2的一端以及開關元件Ql的源極相連接，並且 阻抗元件Zl的另一端接地。作為結果，即使在電壓轉換部3正停止的情況下，電流也從控制電源部5按隨後的二極體D2、電容器C2和阻抗元件Zl的順序流過該路徑，並且電容器C2能夠得到充電。在電容器C2 —端的基準電位(開關元件Ql的源)設置為Hgnd的情況下，跨電容器C2生成控制電源HVcc並且將其供給至控制部4。控制部4利用該控制電源HVcc進行開關元件Ql的0N/0FF驅動。按照這種方式，即使在電壓轉換部3正停止的情況下，也能夠確保控制電源HVcc，並且能夠確實啟動電壓轉換部3。控制部4包括驅動部7、計數部8、信號生成部9以及基準電源部10。控制部4進行開關元件Ql的0N/0FF驅動以使得從電壓轉換部3向負載6供給的直流電流1l保持恆定，並且接著使得電壓轉換部3以臨界模式或者連續模式工作。基準電源部10從控制電源Vcc生成用作控制部4的內部電源的基準電源Vreg。信號生成部9將包括開關元件Ql接通和斷開的定時的控制信號SI輸出至驅動部7。驅動部7包括高側驅動電路，並且基於從信號生成部9輸出的控制信號SI生成用於進行開關元件Ql的0N/0FF驅動的驅動信號。計數部8對從信號生成部9輸出的控制信號SI的周期(開關元件Ql的驅動周期T)計數，並且將驅動周期T與已設置的驅動周期T的上限值Tmax相比較。以下將要說明各部的結構。信號生成部9包括計算部90和R-S觸發器91。計算部90包括比較器92、93，脈衝發生器94，時間延遲部95，誤差放大器96，運算放大器97，電阻器R4-R7以及電容器C3。計算部90確定在電壓轉換部3以臨界模式工作的情況下開關元件Ql接通和斷開的定時。即，計算部90確定開關元件Ql的驅動周期T。以下將說明計算部90的結構。比較器92的非反轉輸入端子與位於電阻器R3和穩壓二極體ZDl之間的連接點相連接，並且輸入感應電壓Vzcd2。比較器92的反轉輸入端子與電壓發生器(未示出)相連接，並且輸入預定閾值電壓Vthl。比較器92的輸出端子與脈衝發生器94相連接，並且接著輸出通過將感應電壓Vzcd2與閾值電壓Vthl相比較而獲得的比較結果。脈衝發生器94根據輸入信號(從比較器92輸出的信號)的下降定時生成脈衝寬度為Tosl (高電平時間段)的脈衝信號P1，並且將其輸出至觸發器91的S2端子(第二設置端子)。誤差放大器96的反轉輸入端子通過電阻器R4與電阻器Rl的一端(位於電阻器Rl和電容器Cl之間的連接點)相連接，並且輸入檢測電壓Vd。誤差放大器96的非反轉輸入端子與電壓發生器(未示出)相連接，並且輸入預定的閾值電壓Vth2。誤差放大器96的輸出端子側用於能夠基於通過將檢測電壓Vd與閾值電壓Vth2相比較而獲得的比較結果來接收或者輸出恆定電流。電容器C3連接在地與誤差放大器96的輸出端子之間。在檢測電壓Vd比閾值電壓Vth2更高的情況下，誤差放大器96接收恆定電流。在檢測電壓Vd比閾值電壓Vth2更低的情況下，誤差放大器96輸出恆定電流。因此，跨電容器C3的電壓響應於檢測電壓Vd的電平而變化。為了獲得穩定的操作，優選為使用具有足夠大的電容的電容器C3，由此降低跨電容器C3的電壓的波形中的紋波電壓。位於誤差放大器96和電容器C3之間的連接點與運算放大器97相連接。運算放大器97的非反轉輸入端子與電容器C3相連接。運算放大器97的反轉輸入端子與輸出端子彼此相互連 接。即，運算放大器97用作緩衝器。電阻器R5和R6的串聯電路連接在地與運算放大器97的輸出端子之間。位於電阻器R5和R6之間的連接點與比較器93的反轉輸入端子相連接。因此，跨電容器C3的電壓通過緩衝器(運算放大器97)由電阻器R5和R6分割，由此被轉換為基準電壓Vref。接著，將基準電壓Vref施加於比較器93的反轉輸入端子。比較器93的非反轉輸入端子通過電阻器R7與電阻器Rl的一端(電阻器Rl和電容器Cl之間的連接點)相連接，並且輸入檢測電壓Vd。比較器93的輸出端子通過時間延遲部95與觸發器91的R端子(復位端子)相連接，並且接著輸出通過將檢測電壓Vd與基準電壓Vref相比較而獲得的比較結果。時間延遲部95用於將從比較器93輸出的輸出信號發送到觸發器91的時刻延遲。具體地，時間延遲部95將僅僅對比較器93中的輸出電平從低電平變化至高電平的時刻進行了延遲的輸出信號輸出至觸發器91。與之相對，時間延遲部95在不對比較器93中的輸出電平從高電平變化至低電平的時刻進行延遲的情況下將輸出信號輸出至觸發器91。為了實現該功能，本實施例的時間延遲部95具有圖2中所示的電路結構。如圖2中所示，時間延遲部95包括與(AND)元件951、反相(INV)元件952、恆定電流源953、電容器C4以及開關元件Q2。恆定電流源953利用從基準電源部10輸出的基準電源Vreg作為輸入電源來將恆定電流供給至電容器C4。開關元件Q2包括N溝道金屬氧化物半導體場效應管，並且與電容器C4並聯連接。接著，開關元件Q2的柵極端子通過反相兀件952與比較器92的輸出端子相連接。與兀件951的一個輸入端子與電容器C4相連接，並且由此輸入跨電容器C4的電壓。與元件951的另一個輸入端子與比較器92的輸出端子相連接。與元件951的輸出端子與觸發器91的R端子相連接。在具有上述結構的時間延遲部95中，在比較器92中的輸出電平為低電平並且開關元件Q2接通的情況下，跨電容器C4發生短路並且與元件951中的輸出電平變化為低電平。接著，在比較器92中的輸出電平從低電平變化為高電平的情況下，開關元件Q2斷開並且跨電容器C4的電壓通過由恆定電流源953供給的恆定電流而增大。接著，在跨電容器C4的電壓超過閾值的情況下，與元件951中的輸出電平變化為高電平。即，延遲時間Tdl為從比較器92中的輸出電平從低電平改變為高電平的時刻起到跨電容器C4的電壓達到閾值的時刻為止的時間段。在該結構中，時間延遲部95將如下的輸出信號S2輸出至觸發器91，在該輸出信號S2中，僅僅對比較器93中的輸出電平從低電平變化至高電平的時刻進行了延遲。此外，可以通過調整從恆定電流源953輸出的電流值、電容器C4的電容或者用於與跨電容器C4的電壓相比較的閾值來改變延遲時間Tdl。在上述結構中，比較器92將感應電壓Vzcd2與閾值電壓Vthl相比較。由此，計算部90判斷由電感器LI釋放的能量是否為零。接著，計算部90確定開關元件Ql接通的時亥IJ。此外，比較器93將檢測電壓Vd與基準電壓Vref相比較。由此，計算部90確定開關元件Ql斷開的時刻。即，計算部90計算開關元件Ql在電壓轉換部3以臨界模式工作的情況下的驅動周期T。此外，通過將檢測電壓Vd與預定閾值電壓Vth2相比較而獲得的比較結果(跨電容器C3的電壓)，確定用於確定斷開開關元件Ql的時刻的基準電壓Vref。由此，將從電壓轉換部3供給至負載6的直流電流1l控制為保持恆定。此外，在電壓轉換部3以臨界模式工作的情況下，觸發器91根據由計算部90確定的開關元件Ql的接通/斷開時刻來生成控制信號SI。接著，觸發器91的Q端子(輸出端子)與驅動部7相連接。觸發器91將包括用於進行開關元件Ql的0N/0FF驅動的定時的控制信號SI輸出至驅動部7·。驅動部7通過電阻器R2與開關元件Ql的柵極相連接。驅動部7利用控制電源HVcc生成與從觸發器91輸出的控制信號SI同步的驅動信號。接著，驅動部7將驅動信號輸出至開關元件Q1，由此進行開關元件Ql的0N/0FF驅動。具體地，在從觸發器91輸出的控制信號SI是高電平的情況下，開關元件Ql接通。在控制信號SI是低電平的情況下，開關元件Ql斷開。計數部8 (周期比較器)包括R-S觸發器81，脈衝發生器82，83，比較器84，恆定電流源85，反相元件86、87、或(OR)元件88、開關元件Q3、電阻器R8以及電容器C5。開關元件Ql的驅動周期T的上限值Tmax設置在計數部8中。計數部8將上限值Tmax與計算部90中已計算出的驅動周期T相比較。反相元件86的輸入端子與觸發器91的Q端子相連接，並且反相元件86的輸出端子與脈衝發生器82、83相連接。反相元件86將已從觸發器91輸出的控制信號SI反轉，並且接著將反轉後的信號輸出至脈衝發生器82、83。脈衝發生器82根據輸入信號(從反相元件86輸出的信號)的下降定時、即在開關元件Ql接通的定時生成脈衝寬度為Tos2(高電平時間段)的脈衝信號P2。此外，脈衝發生器82的輸出端子與觸發器81的S端子(設置端子)相連接以輸出所生成的脈衝信號P2。脈衝發生器83根據輸入信號(從反相元件86輸出的信號)的下降定時、即在開關元件Ql接通的定時生成脈衝寬度為Tos3(高電平時間段)的脈衝信號P3。此外，將脈衝發生器83所生成的脈衝信號P3的脈衝寬度Tos3設置為比由脈衝發生器82所生成的脈衝信號P2的脈衝寬度Tos2更短。脈衝發生器83的輸出端子通過或元件88與觸發器81的R端子(復位端子)相連接。脈衝發生器83通過或元件88將脈衝信號P2輸出至R端子。接著，觸發器81的Q端子(輸出端子)通過反相元件87與由N溝道金屬氧化物半導體場效應管構成的開關元件Q3的柵極相連接以輸出輸出信號S3。恆定電流源85利用從基準電源部10輸出的基準電源Vreg作為輸入電源將恆定電流供給至電容器C5。開關元件Q3和電阻器R4的串聯電路與電容器C5並聯連接。比較器84的非反轉輸入端子與電容器C5的一個端子相連接，並且輸入跨電容器C5的電壓(電容器電壓Vc5)。接著，比較器84的反轉輸入端子與電壓發生器(未示出)相連接，並且輸入預定閾值電壓Vth3。比較器84的輸出端子與觸發器91的SI端子(第一設置端子)相連接，並且還通過或元件88與觸發器81的R端子相連接。比較器84基於通過將電容器電壓Vc5與閾值電壓Vth3相比較而獲得的比較結果，將輸出信號S3輸出至觸發器91的SI端子以及觸發器81的R端子。在計數部8的上述結構中，在開關元件Ql接通的情況下(在從觸發器91輸出的控制信號SI是高電平的情況下)，開關元件Q3斷開，並且電容器電壓Vc5開始升高。電容器電壓Vc5到達閾值電壓Vth3為止的時間段為驅動周期T的上限值Tmax。即，計數部8對從開關元件Ql接通的時刻起到開關元件下一次接通的時刻為止的時間段(由計算部90計算出的驅動周期T)與電容器電壓Vc5達到閾值電壓Vth3為止的時間段(驅動周期T的上限值Tmax)進行比較。接 著，在由計算部90計算出的驅動周期T比上限值Tmax更短的情況下，將比較器84中的輸出電平改變為低電平。在已由計算部90計算出的驅動周期T比上限值Tmax更長的情況下，將比較器84中的輸出電平改變為高電平。接著，將要說明根據本實施例的電源裝置I的操作。首先，將要利用圖3的A至L中示出的時序圖來說明電壓轉換部3以臨界模式工作的情況。圖3的A是流過開關元件Ql的開關元件電流IQ的波形圖。圖3的B是流過電感器LI的電感器電流IL的波形圖。圖3的C是輔助繞組Lll中感應出的感應電壓Vzcdl的波形圖。圖3的D是輸入到比較器92的非反轉輸入端子的感應電壓Vzcd2的波形圖。圖3的E是從脈衝發生器94輸出的脈衝信號Pl的波形圖。圖3的F是輸入到比較器93的非反轉輸入端子的檢測電壓Vd的波形圖。圖3的G是從時間延遲部95輸出的輸出信號S2的波形圖。圖3的H是從觸發器91輸出的控制信號SI的波形圖。圖3的I是從脈衝發生器82輸出的脈衝信號P2的波形圖。圖3的J是從脈衝發生器83輸出的脈衝信號P3的波形圖。圖3的K是從觸發器81輸出的輸出信號S3的波形圖。圖3的L是輸入到比較器84的非反轉輸入端子的電容器電壓Vc5的波形圖。首先，將要說明在開關元件Ql斷開(OFF時間段Toff)的情況下的操作。在開關元件Ql在時刻tl斷開的情況下，由於已經儲存在電感器LI中的能量，因而再生電流(電感器電流IL)開始流過二極體D1。再生電流隨著時間而減小，並且在時刻t2減小到零(見圖3的B)。此時，輔助繞組Lll中生成的感應電壓Vzcdl發生極性反轉。接著，施加到比較器92的非反轉輸入端子的感應電壓Vzcd2減小到零，並且變得比閾值Vthl低。由此，比較器92的輸出電平從高電平改變為低電平(見圖3的C和D)。脈衝發生器94檢測到比較器92中的輸出的下降，並且將脈衝寬度為Tosl的脈衝信號Pl輸出到觸發器91的S2端子(見圖3的E)。脈衝信號Pl被輸入至S2端子，並且由此觸發器91將控制信號SI的電平從低電平改變到高電平，並且開關元件Ql接通。接著，將要說明在開關元件Ql接通(0N時間段Ton)的情況下的操作。在開關元件Ql在時刻tO接通的情況下，流過電感器LI的電感器電流IL沿著由電感器LI的電感值La而確定的斜率增大(見圖3B)。此時，用作電流檢測部的電阻器Rl檢測電感器電流IL，並且檢測電壓Vd被輸入到比較器93的非反轉輸入端子。接著，比較器93將檢測電壓Vd與基準電壓Vref相比較，並且在檢測電壓Vd超過基準電壓Vref的情況下將輸出從低電平改變至高電平。接著，時間延遲部95將如下的輸出信號S2輸出至觸發器91的R端子(見圖3的F和G)，其中，S2是通過使比較器93的輸出從低電平改變至高電平的時刻延遲延遲時間Tdl而獲得。因此，從觸發器91輸出的控制信號SI的電平從高電平改變至低電平，並且開關元件Ql斷開。接著，計數部8對開關元件Ql的驅動周期T進行計數。如圖31和3J中所示，在開關元件Ql接通的情況下，脈衝發生器82、83分別生成脈衝信號P2、P3。如上說明，脈衝發生器83輸出的脈衝信號P3的脈衝寬度Tos3比脈衝發生器82輸出的脈衝信號P2的脈衝寬度Tos2更短。作為結果，在開關元件Ql接通後經過脈衝寬度Tos3的情況下，輸入到觸發器81的S端子的信號(脈衝信號P2)改變至高電平。因此，如圖3的K中所示，觸發器81中的輸出信號S3隻有在開關元件Ql接通後脈衝信號P3的輸出時間段期間(高電平時間段)處於低電平。如圖3的L中所示，在觸發器81的輸出信號S3處於低電平時間段的情況下，由於開關元件Q3接通，因此電容器C3通過電阻器R8和開關元件Q3放出電流，並且電容器電壓Vc5減小至幾乎為零[伏]。在觸發器81中的輸出信號S3處於高電平時間段的情況下，開關元件Q3斷開並且恆定電流源85將恆定電流供給至電容器C5。由此，電容器電壓Vc5沿恆定斜率逐漸增大。按照這種方式，計數部8通過利用電容器電壓Vc5，對從開關元件Ql接通的時刻開始到開關元件Ql下一次接通的時刻為止的驅動周期T進行計數。接著，將電容器電壓Vc5輸入至比較器84的非反轉輸入端子以將其與閾值電壓Vth3相比較。即，將作為由計算部90計算出的驅動周期T的計數值的電容器電壓Vc5與設置為驅動周期T的上限值Tmax的閾值電壓Vth3相比較。這裡，在電容器電壓Vc5達到閾值電壓Vth3之前，電感器電流IL減小至零並且開關元件Ql接通。即，判斷為由計算部90計算出的驅動周期T比上限值Tmax更短。因此，電容器電壓Vc5總是低於閾值電壓Vth3，並且比較器84中的輸出總是低電平。這裡，在本實施例的電源裝置I以臨界模式工作的情況下，將要利用以下條件說明特定示例。將輸入至電壓轉換部3的直流電壓Vol設置為400[伏]。將電壓轉換部4供給至負載6的直流電 流1l設置為0.35 [安]。此時，供給至負載6的直流電壓Vo2為80 [伏]。此外，將設置在計數部8中的驅動周期T的上限值Tmax設置為20 [微秒](驅動頻率f = 50 [千赫])。接著，在La表示電感器LI的電感值的情況下，通過使用以下表達式(I)和⑵來獲得開關元件Ql的ON時間段Ton和OFF時間段Toff。(I)Ton=1l*La*2/(Vol_Vo2)=0.35[A]*La*2/(400[V]-80[V])(2)Toff=1l*La*2/Vo2=0.35[A]*La*2/80[V]接著，在開關元件Ql的驅動頻率f設置為50 [千赫]的情況下，通過利用以下表達式⑶來獲得「電感值La=1830 [微亨]」。(3) I/ (Ton+Toff)=驅動頻率 f=50 [kHz]接著，以其它負載6來替換本負載6以增大供給至負載的電力。具體地，以其它負載6來替換本負載6以使得在直流電流1l為0.35 [安]的情況下直流電壓Vo2變成120[伏]。在這種條件下，在電源裝置I以臨界模式工作的情況下，通過與表達式(I)、(2)和(3)同樣的計算，獲得65.6 [千赫]作為驅動頻率f，並且獲得30 [%]作為開關元件Ql的佔空比。即，由計算部90計算出的驅動頻率f(=l/驅動周期T)變成65.6[千赫]。因此，在供給至負載6的直流電力增大的情況下，由計算部90計算出的驅動頻率f增大，S卩，驅動周期T變得比上限值Tmax更短(20 [微秒]=50 [千赫])。作為結果，將開關元件Ql的驅動頻率f設置為65.6 [千赫])。即，控制部4利用在計算部90中獲得的計算結果來設置開關元件Ql的驅動周期T，並且電壓轉換部3以臨界模式工作。接著，再以其它負載 6替換本負載6以減小供給至負載的電力。具體地，再以其它負載6替換本負載6以使得在直流電流1l為0.35[安]的情況下直流電壓Vo2變為40[伏]。在這種條件下，在電源裝置I以臨界模式工作的情況下，通過與表達式(I)、(2)和(3)相同的計算，獲得28.1 [千赫]作為驅動頻率f，並且獲得10 [%]作為開關元件Ql的佔空比。即，由計算部90計算出的驅動頻率f變成28.1 [千赫]。因此，在供給至負載6的直流電力減小的情況下，由計算部90計算出的驅動頻率f減小，S卩，驅動周期T變得比上限值Tmax更長(20 [微秒]=50 [千赫])。在這種情況下，控制部4使用上限值Tmax來設置開關元件Ql的驅動周期T，並且接著使得電壓轉換部3以連續模式工作。以下利用圖4的A-L中示出的時序圖來說明電壓轉換部3以連續模式工作的情況。圖4的A是流過開關元件Ql的開關元件電流IQ的波形圖。圖4的B是流過電感器LI的電感器電流IL的波形圖。圖4的C是在輔助繞組Lll中感應出的感應電壓Vzcdl的波形圖。圖4的D是輸入至比較器92的非反轉輸入端子的感應電壓Vzcd2的波形圖。圖4的E是從脈衝發生器94輸出的脈衝信號Pl的波形圖。圖4的F是輸入至比較器93的非反轉輸入端子的檢測電壓Vd的波形圖。圖4的G是從時間延遲部95輸出的輸出信號S2的波形圖。圖4的H是從觸發器91輸出的控制信號SI的波形圖。圖4的I是從脈衝發生器82輸出的脈衝信號P2的波形圖。圖4的J是從脈衝發生器83輸出的脈衝信號P3的波形圖。圖4的K是從觸發器81輸出的輸出信號S3的波形圖。圖4的L是輸入至比較器84的非反轉輸入端子的電容器電壓Vc5的波形圖。對與已利用圖3A至3L說明的臨界模式下的操作相同的操作將不做說明。如上說明，在開關元件Ql接通的情況下，脈衝信號P3從脈衝發生器83輸出至觸發器81的R端子中。因此，在脈衝寬度Tos3期間開關元件Q3接通，並且電容器C5放出電流，並且電容器電壓Vc5減小至幾乎為零[伏]。接著，當脈衝寬度Tos3經過時，開關元件Q3斷開，並且以恆定電流源85對電容器C5充電並且電容器電壓Vc5增大(見圖4的L)。在供給至負載6的電力大的情況下，開關元件Ql的驅動周期Τ(0Ν時間段Ton以及OFF時間段Toff)變得短。作為結果，在上述的臨界模式中，在電容器電壓Vc5達到閾值電壓Vth3之前，流過電感器LI的電流減小到零並且開關元件Ql接通(見圖3L)。然而，這裡，由於供給至負載6的電力小，因此由計算部90計算出的驅動周期Τ(0Ν時間段Ton以及OFF時間段Toff)長。因此，在流過電感器LI的電流減小到零以前，電容器電壓Vc5達到閾值電壓Vth3。因此，從比較器84輸出到觸發器91的SI端子中的信號從低電平變化至高電平，並且在觸發器81中的控制信號SI從低電平變化至高電平。相應地，開關元件Ql接通。S卩，在開關元件Ql接通的情況下，計數部8開始檢查時間。接著，在驅動周期T的上限值Tmax經過之前，在流過電感器LI的電流未減小至零並且開關元件Ql未接通的情況下，強制地接通開關元件Ql。按照這種方式，以上限值Tmax來設置開關元件Ql的驅動周期T，並且電壓轉換部3以連續模式工作。按照這種方式，在本實施例中，在供給至負載6的電力大的情況下，設置開關元件Ql的驅動周期T以使其比上限值Tmax更短，並且電壓轉換部3以臨界模式操作。接著，設置開關元件Ql的驅動周期T以使其隨著供給至負載6的電力降低而變得更長。接著，在驅動周期T達到上限值Tmax的情況下，以上限值Tmax設置驅動周期T。接著，即使在供給至負載6的電力進一步降低的情況下，開關元件Ql的驅動周期T也固定在上限值Tmax，並且電壓轉換部3以連續模式操作。因此，即使在供給至負載6的電力小的情況下，本實施例的電源裝置I也能夠防止開關元件Ql的驅動周期T超過上限值Tmax。例如，驅動周期T的上限值Tmax能夠從20 [微秒](驅動頻率f=50 [千赫])改變至25[微秒](驅動頻率f=40[千赫])。由此，電源裝置I能夠防止開關元件Ql的驅動頻率f幹擾在紅外遙控中使用的頻帶。此外，電源裝置I能夠防止驅動頻率f處於聞聽區中，並且由此能夠防止產生噪聲。此外，通過至少調整脈衝寬度Tos2和Tos3、恆定電流源85中的電流量、電容器C5的電容以及閾值電壓Vth3中的任何一個，能夠將驅動周期T的上限值Tmax設置為需要的值。此外，在供給至負載6的電力小的情況下，電壓轉換部3以連續模式操作，並且因此，開關元件Ql的開關損耗增大，並且在接通開關元件時產生的噪聲增大。然而，另一方面，由於供給至負載6的電力小，因此電源裝置I能夠顯著改善在直流電源部2中發生的損耗，並且能夠顯著降低在電源裝置I中總的消耗電力。此外，電源裝置I能夠通過減小在直流電源部2中產生的噪聲來最小化從整個區域產生的噪聲的增加。 此外，在本實施例中，通過採用如圖2中所示的時間延遲部95，能夠與檢測電壓Vd的電平無關地設置穩定的延遲時間Tdl。此外，能夠縮短延遲時間Tdl (例如，小於或者等於100 [納秒])，並且能夠縮短開關元件Ql的最小ON時間段。由此，能夠擴大負載6 (發光二極體61)的調光範圍。 例如，將使燈額定點亮的負載6與電源裝置I相連接，並且在供給0.35 [安]直流電流1l的情況下，直流電壓Vo2變成80 [伏]。接著，假定即使在直流電流1l減小的情況下直流電壓Vo2也保持為恆定的80 [伏]，通過在將直流電流1l設置為0.010 [安]的情況下使用上述表達式⑴來獲得「0N時間段Ton=IlO [納秒]」。假定電流比等於調光比，則獲得「0.010 [安]/0.35 [安]*100=3 [%] 」。即，本實施例的電源裝置I設置有具有上述結構的時間延遲部95，因此能夠將負載6的調光比穩定地減小至幾乎為3[%]。脈衝發生器94可以配置為與圖2中示出的時間延遲部95相同。在這種情況下，脈衝發生器94能夠通過調整延遲時間來延遲開關元件Ql接通的時刻，因此電壓轉換部3能夠以間歇模式來工作。此外，如圖1中所示，利用誤差放大器96、電容器C3以及運算放大器97來生成基準電壓Vref，但是用於生成基準電壓Vref的電路不限於此結構。如圖5中所示，用於生成基準電壓Vref的電路可以配置為利用運算放大器98和電容器C6來進行積分算子。此外，不需要固定用於確定供給至負載6的直流電流1l的閾值電壓Vth2。如圖5中所示，電源裝置I可以設置有基於從外部輸入的調光信號來確定閾值的調光電平發生器99。此外，只要計數 部8用於設置驅動周期T的上限值Tmax並且將上限值Tmax與由計算部90計算出的驅動周期T相比較，則計數部8不限於上述結構。本實施例的點亮裝置11由包括多個發光二極體61的負載6以及將直流電流1l供給至負載6的電源裝置I構成，但是不限於該結構。例如，負載6可以包括可充電電池，並且可充電電池可以利用由電源裝置I供給的直流電流1l來再充電。實施例二圖6示出根據本實施例的電源裝置I的電路結構。在本實施例中，多個電阻器(圖中的電阻器R9和R10)對由基準電源部10生成的基準電源Vreg進行分壓，由此生成閾值電壓Vth3。對與實施例一中相同的構成元素指定相同的附圖標記，並且省略對其的說明。通過調整電阻器R9和RlO之間的電阻比，能夠調整施加到在計數部8中的比較器84的反轉輸入端子的閾值電壓Vth3。因此，能夠將驅動周期T的上限值Tmax設置為期望值。例如，在將驅動周期T的上限值Tmax設置為足夠大的值的情況下，電壓轉換部3能夠一直以臨界模式工作。此外，即使在電感器LI未設置輔助繞組Lll的情況下，也以上限值Tmax設置驅動周期T，並且控制部4能夠使得電壓轉換部3以連續模式或者間歇模式工作。在這種情況下，由於能夠省略電感器LI的輔助繞組L11，因此能夠降低成本。相應地，利用一個控制部4，能夠適當地在臨界模式、連續模式或者間歇模式中選擇電壓轉換部3中的工作模式。此外，在本實施例中，集成電路ICl由計數部8和信號生成部9構成。作為結果，能夠減少組件的數量並且能夠縮小電源裝置I的尺寸。實施例三圖1示出根據本實施例的電源裝置I的電路結構。在本實施例中，直流電源部2包括整流器DB以及升壓斬波器電路，並且控制部4控制直流電源部2。對與實施例一中相同的構成元素指定相同的附圖標記，並且省略對其的說明。
上述升壓斬波器電路包括電感器L2、開關元件Q4、二極體D3、平滑電容器C7以及電阻器R11。整流器DB與交流電源El相連接，並且對從交流電源El輸出的交流電壓進行全波整流，並且接著將整流後的電流供給至隨後的升壓斬波器電路。電感器L2、開關元件Q4和電阻器Rll的串聯電路連接在整流器DB的輸出端子之間。此外，二極體D3和平滑電容器C7的串聯電路與開關元件Q4和電阻器Rll的串聯電路並聯連接。開關元件Q4的柵極通過電阻器R12與控制部4相連接。接著，控制部4進行開關元件Q4的0N/0FF驅動，由此生成跨電容器C7的直流電壓VoI。控制部4響應於由直流電源部2供給至電源轉換部3的電力而改變開關元件Q4的驅動周期以保持直流電壓Vol恆定。因此，控制部4設置有驅動部7a、計數部8a以及信號生成部9a，從而以連續模式工作以使得開關元件Q4的驅動周期不超過上限值。驅動部7a、計數部8a以及信號生成部9a的基本構成元素與在實施例1中已說明的驅動部7、計數部8以及信號生成部9的基本構成元素分別相同。因此，關於相同的構成元素，在附圖標記的末尾添加「a」並且省略對其的說明，並且以下只說明不同的構成元素。代替信號生成部9中的運算放大器97以及電阻器R5和R6，信號生成部9a包括乘法器910。與電容器C7並聯連接的電阻器R13和R14的串聯電路分割直流電壓Vol並且將分割得到的電壓輸入到信號生成部9a中誤差放大器96a的非反轉輸入端子中。接著，將分割得到的電壓值與閾值電壓Vth2a相比較，並且將基於比較結果的跨電容器C3a的電壓輸入至乘法器910。此外，電阻器R15和R16分割從整流器DB輸出的波動電壓，並且分割得到的電壓被輸入至乘法器910。乘法器910基於跨電容器C3a的電壓以及從整流器DB輸出的波動電壓生成用於確定開關元件Q4斷開的時刻的基準電壓Vref，並且接著將基準電壓Vref輸出至比較器93a的反轉輸入端子。接著，如同實施例二，電阻器R9和RlO分割由基準電源部10生成的基準電源Vreg,由此生成輸入至計數部8的比較器84的閾值電壓Vth3。還將閾值電壓Vth3輸入至計數部8a的比較器84a。計數部8a設置有兩個並聯連接的電容器C5a，由此具有的電容器電容量是計數部8的兩倍。因此，電容器電壓Vc5a的增長所沿的斜率改變為1/2。在這種情況下，電容器C5a的容量等於電容器C5，並且從恆定電流源85a輸出的電流值等於恆定電流源85輸出的電流值。相應地，在計數部8a中設置的開關元件Q4的驅動周期Ta的上限值變為在計數部8中設置的開關元件Ql的驅動周期T的上限值Tmax的兩倍。例如，在計數部8中設置的驅動頻率f的下限值為44 [千赫]的情況下，在計數部8a中設置的驅動頻率fa的下限值為22 [千赫]。在具有上述結構的直流電源部2中，開關元件Q4的驅動周期Ta隨著供給電力的增大而變得更長。接著，在供給電力大的情況下，直流電源部2以連續模式工作。在供給電力小的情況下，直流電源部2以臨界模式工作。因此，在負載6中的電壓(直流電壓Vo2)高的情況下，即，在供給至負載6的電力大的情況下，電壓轉換部3以臨界模式工作並且直流電源部2以連續模式工作。同時，在負載6中的電壓(直流電壓Vo2)低的情況下、即在供給至負載6的電力小的情況下，電壓轉換部3以連續模式工作並且直流電源部2以臨界模式工作。按照這種 方式，在本實施例中，即使在通過將升壓斬波器電路與降壓斬波器電路相結合而進行控制的情況下，電源裝置I也能夠防止升壓斬波器電路與降壓斬波器電路兩者同時以連續模式工作。由此，電源裝置I能夠使開關元件Ql和Q4的開關損耗的總增加量最小化，並且還能夠使開關元件Ql和Q4產生的噪聲的總增加量最小化。此外，如同實施例二，控制部4由集成電路IC2構成，並且由此，能夠減少組件的數量並且能夠縮小電源裝置I的尺寸。以下，圖8是使用根據本實施例的電源裝置I的照明器材12的外觀圖。如圖9中所不，負載6包括具有與突光燈相同形狀的直管型外殼62、容納在外殼62中的基板63以及安裝在基板63上的多個發光二極體61。一對電極64a、64b位於外殼62的一端,並且一對電極64c、64d位於外殼62的另一端。電源裝置I包含在主體121中。主體121設置有用作電源裝置I的輸出端子的一對燈座122。負載6的電極64a、64b (連接部)以可拆卸的方式安裝於一個燈座122，並且負載6的電極64c、64d(連接部)以可拆卸的方式安裝於另一個燈座122。按照這種方式，在負載6的電極64a至64d安裝至燈座122的情況下，直流電流1l從電源裝置I供給至發光二極體61,並且發光二極體61點亮。按照這種方式，負載6配置為以可拆卸的方式安裝至主體121，並且由此，即使在未來發光二極體的效率得到了改進的情況下，也能夠通過僅以包含這種發光二極體的新負載替換負載6來實現能量節約。此外，在本實施例中，由於對供給至負載6的直流電流1l進行控制以使其保持恆定，因此即使在以發光二極體的正向電壓與負載6不同的負載來替換負載6的情況下，調光度也不改變。儘管已經參考某些優選實施例說明了本發明，但是專業人員可以在不偏離本發明的精神和範圍、即權利要求 書的情況下進行各種修改和變形。
權利要求
1.一種電源裝置，包括: 直流電源部，用於輸出直流電壓； 電壓轉換部，設置有開關元件、電感器和電容器，並且使用所述直流電源部作為輸入電源，通過所述開關元件的接通斷開驅動向負載供給直流電力； 電流檢測部，用於檢測流過所述負載的電流； 控制部，用於基於在所述電流檢測部中獲得的檢測結果進行所述開關元件的接通斷開驅動，以使得從所述電壓轉換部供給至所述負載的直流電流維持恆定；以及 能量檢測部，用於檢測由所述電感器釋放的能量， 其中，所述控制部包括用於計算與供給至所述負載的直流電力的增大或減小相對應的所述開關元件的驅動周期的計算部，以及用於將在所述計算部中獲得的計算結果與所述開關元件的驅動周期的上限值相比較的周期比較器， 其中，在由所述計算部計算出的所述開關元件的驅動周期比所述上限值更短的情況下，所述控制部配置為使用在所述計算部中獲得的計算結果來設置所述開關元件的驅動周期、並且根據所述電感器釋放的能量降低為零的定時來接通所述開關元件，以及 其中，在由所述計算部計算出的所述開關元件的驅動周期比所述上限值更長的情況下，所述控制部配置為使用所述上限值來設置所述開關元件的驅動周期。
2.根據權利要求1所述的電源裝置，其中， 調整在所述計算部中獲得的計算結果以使得隨著供給至所述負載的直流電力減小而延長所述開關元件的驅動周期。
3.一種點亮裝置，包括:` 根據權利要求1或2所述的電源裝置；以及 由所述電源裝置供給直流電力的負載， 其中，所述負載包括串聯連接或者並聯連接的多個發光二極體，並且所述負載設置有以能夠拆卸的方式安裝到所述電源裝置的輸出端子的連接部，並且通過接收來自所述電源裝置的直流電力而點亮。
4.一種照明器材，包括:根據權利要求3所述的點亮裝置；以及用於安裝所述點亮裝置的主體。
全文摘要
本發明涉及電源裝置以及點亮裝置以及包括點亮裝置的照明器材。一種電源裝置，包括輸出直流電壓的直流電源部；通過開關元件的接通/斷開(ON/OFF)驅動向負載供給直流電力的電壓轉換部；電阻器；進行開關元件的ON/OFF驅動的控制部；以及輔助繞組。控制部包括計算開關元件的驅動周期的計算部；將在計算部中獲得的計算結果與驅動周期的上限值相比較的計數部；以及觸發器。在計算結果比上限值更短的情況下，觸發器使用計算結果來設置驅動周期。在計算結果比上限值更長的情況下，觸發器使用上限值來設置驅動周期。
文檔編號H05B37/02GK103249221SQ20131005317
公開日2013年8月14日 申請日期2013年2月18日 優先權日2012年2月13日
發明者濱本勝信, 山本真史, 淺野寬之 申請人:松下電器產業株式會社