主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器的製作方法
2023-06-13 08:14:51 1
專利名稱：主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及自激式直流-直流(DC-DC)變換器，應用於開關穩壓或穩流電源、高亮度LED驅動電路等，尤其是ー種自激式Cuk變換器。
背景技術：
與線性(穩壓或穩流)調節器和他激式DC-DC變換器相比，自激式DC-DC變換器具有性價比高的顯著優點。圖I給出的是ー種電路結構簡單、元器件數目少的BJT(雙極型電晶體)型自激式Cuk變換器，包括由輸入電容Ci、電感LI、ニ極管D1、NPN型BJT管Ql、電容C、ニ極管D、電感L2和輸出電容Co組成的Cuk變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓Vo，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的負端與直流輸出電壓Vo的正端、NPN型BJT管Ql的發射極以及ニ極管D的陰極相連，直流電壓源Vi的正端與電感LI的一端相連，電感LI的另一端與ニ極管Dl的陽極相連，ニ極管Dl的陰極與NPN型BJT管Ql的集電極以及電容C的一端相連，電容C的另一端與ニ極管D的陽極以及電感L2的一端相連，電感L2的另一端與輸出電壓Vo的負端相連。圖I所示的BJT型自激式Cuk變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、電阻R3、電容Cl和NPN型BJT管Q2組成，所述NPN型BJT管Q2的集電極和發射極分別與NPN型BJT管Ql的基極和發射極相連，NPN型BJT管Ql的基極還通過電阻Rl接於直流電壓源Vi的正端，電阻R3和電容Cl組成並聯支路，所述並聯支路的一端與ニ極管Dl的陽極相連，所述並聯支路的另一端與NPN型BJT管Q2的基極以及電阻R2的一端相連，電阻R2的另一端與NPN型BJT管Q2的發射極相連。圖I所示的BJT型自激式Cuk變換器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R4、電阻R5、穩壓管Zl和NPN型BJT管Q3組成，所述穩壓管Zl的陰極與直流電壓源Vi的負端相連，穩壓管Zl的陽極與電阻R5的一端以及NPN型BJT管Q3的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與電阻R5的另一端、電容Co的一端以及直流輸出電壓Vo的負端相連，NPN型BJT管Q3的集電極通過電阻R4與NPN型BJT管Ql的基極相連。該電路的不足之處在於由驅動電阻R1、NPN型BJT管Q2、電阻R2、電阻R3和電容Cl組成的主開關管Ql的驅動單元，當主開關管Ql關斷時仍有較大電流流過驅動電阻R1，導致Ql的驅動損耗較大，從而影響電路的效率，尤其是電路的輕載效率。
發明內容
為克服現有的BJT型自激式Cuk變換器主開關管驅動損耗較大的不足，本發明提供一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器。本發明解決其技術問題所採用的技術方案是一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器包括由輸入電容Ci、電感LI、NPN型BJT管Ql、電容C、ニ極管D、電感L2、ニ極管Dl和電容Co組成的Cuk變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓No，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的正端、與電感LI的一端相連，電感LI的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及電容C的一端相連，NPN型BJT管Ql的發射極與直流電壓源Vi的負端、ニ極管D的陰極以及直流輸出電壓Vo的正端相連，電容C的另一端與ニ極管D的陽極以及電感L2的一端相連，電感L2的另ー端與ニ極管Dl的陰極相連，ニ極管Dl的陽極與輸出電壓Vo的負端相連；所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器還包括主開關管Ql的驅動単元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感LI的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感LI的另一端以及電容C的一端相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，可在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。進ー步，作為優選的一種方案所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換 器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R3、電阻R4、穩壓管Z2和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電阻R4的一端、電容Co的一端以及直流輸出電壓Vo的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R4的另一端以及穩壓管Z2的陽極相連，穩壓管Z2的陰極與直流輸出電壓Vo的正端相連。為提高電路的動態性能，穩壓管Z2兩端可並聯電容C2。或者，作為優選的另ー種方案所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器還包括電流反饋支路，所述電流反饋支路由電阻R3、電阻R4、電阻R5、ニ極管D2和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電容Co的一端以及電阻R5的一端相連,R5的另一端與直流輸出電壓Vo的負端以及ニ極管D2的陰極相連，NPN型BJT管Q3的基極與ニ極管D2的陽極以及電阻R4的一端相連，電阻R4的另一端與直流電壓源Vi的正端相連。為提高電路的動態性能，電阻R4兩端可並聯電容C2。本發明的技術構思為在圖I所示現有BJT型自激式Cuk變換器的基礎上，用損耗小的主開關管驅動單元代替原有損耗大的主開關管驅動單元(如圖2和圖3所示)。損耗小的主開關管驅動單元由電阻R1、電阻R2、PNP型BJT管Q2和穩壓管Zl組成。其特徵如下所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感LI的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感LI的另一端以及電容C的一端相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，可在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。為獲得穩定的直流輸出電壓，在Cuk變換器主迴路的輸出端與主開關管驅動單元之間可增加一條電壓反饋支路，由NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4和穩壓管Z2組成(如圖2所示)。為提高電路的動態性能，穩壓管Z2兩端可並聯電容C2。
為獲得穩定的直流輸出電流，在Cuk變換器主迴路的輸出端與主開關管驅動單元之間可增加一條電流反饋支路，由NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4、電阻R5和ニ極管D2組成(如圖3所示)。為提高電路的動態性能，電阻R4兩端可並聯電容C2。本發明的有益效果主要表現在本發明提出的BJT型自激式Cuk變換器不但具有電路結構簡單、元器件數目少的優點，而且還具有主開關管驅動損耗小、輕載效率高的優點，非常適合小功率(數瓦級以下)升降壓型的開關穩壓或穩流電源、高亮度LED驅動電路等應用。
圖I是現有的ー種BJT型自激式Cuk變換 器的電路圖。圖2是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例I的電路圖。圖3是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例2的電路圖。圖4是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例I在電感電流iLl臨界連續、電感電流iL2斷續工作模式下的理想波形圖。圖5是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例2在電感電流iLl臨界連續、電感電流iL2斷續工作模式下的理想波形圖。
具體實施例方式下面結合附圖對本發明作進ー步描述。實施例I參照圖2和圖4，一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器包括由輸入電容Ci、電感LI、NPN型BJT管Q1、電容C、ニ極管D、電感L2、ニ極管Dl和電容Co組成的Cuk變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓No，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的正端與電感LI的一端相連，電感LI的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及電容C的一端相連，NPN型BJT管Ql的發射極與直流電壓源Vi的負端、ニ極管D的陰極以及直流輸出電壓No的正端相連，電容C的另一端與ニ極管D的陽極以及電感L2的一端相連，電感L2的另一端與ニ極管Dl的陰極相連，ニ極管Dl的陽極與輸出電壓Vo的負端相連。所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、電容Cl、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感LI的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感LI的另一端以及電容C的一端相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。為提高電路的動態性能，直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。圖2是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例I的電路圖，採用了電壓反饋支路。所述電壓反饋支路包括NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4、穩壓管Z2和電容C2，NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電容Co的一端、電阻R4的一端以及直流輸出電壓Vo的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R4的另一端以及穩壓管Z2的陽極相連，穩壓管Z2的陰極與直流輸出電壓Vo的正端相連。為提高電路的動態性能，穩壓管Z2兩端並聯電容C2。圖4是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例I在電感電流iLl臨界連續、電感電流iL2斷續工作模式下的理想波形圖。其電路工作原理具體如下(I)電路上電啟動階段t=tO時刻，電路上電,直流電壓源Vi (vi)從O開始上升。剛開始，Q1、Q2、Q3、D和Dl均截止，Ql的集電極電壓vcl跟隨vi變化，而直流輸出電壓Vo(vo)為O。t=tl時刻，即直流電壓源Vi上升至ニ極管D的正嚮導通壓降吋，D導通，vi通過LI和D對C充電，電容電壓vc開始上升。t=t2時刻，即直流電壓源Vi上升至一定值時，Q2導通，Zl正嚮導通，Ql導通。t=t3時刻，即Ql的集電極電壓vcl上升至一定值時，Q2關斷，Zl截止，Ql關斷。Ql關斷後，Ql的集電極電壓vcl繼續上升並超過直流電壓源vi。隨後，Zl反嚮導通，但因vcl大於vi、Q2發射極一基極導通壓降、Zl反嚮導通壓降三者之和，Q2和Ql仍關斷。t=t4時亥lj，電感電流iLl下降為0，D截止。D截止後，vi、LI、C、L2、DU Co和Ro形成迴路，vcl發生跌落。同吋，C對LI進行反向充電，iLl變為負值；C對L2迸行充電，iL2增加，輸出電壓vo開始上升。t=t5時刻，即vcl跌落至Vi附近時，Q2和Ql導通。Ql導通後，vi、LI和Ql形成迴路，C、Q1、Co、Ro、Dl和L2形成另ー迴路，LI充電，iLl增加，L2充電，iL2增加。此時，Zl正嚮導通。隨著iLl和iL2的增加，icl和vcl也跟著増加。t=t6時刻，即vcl上升到一定值時，Q2關斷，Zl截止，Ql關斷。Ql關斷後，D導通，vi、LI、C和D形成迴路，Dl、L2、D、Co和Ro形成另ー迴路，LI反向充電，iLl反向增加，L2放電，iL2減小。此時，Zl反嚮導通。t=t7時刻，ニ極管電流iD下降為0，D截止。D截止後，Q2和Ql導通，電路進入下一個自激工作周期。歷經若干個周期後，iLl從負值恢復成正值。然後，LI和L2分別以電流臨界連續和電流斷續的模式工作。待電路的輸出電壓達到設定值Vo之後，電路就完成了上電啟動過程，進入穩態工作階段。(2)電路穩態工作階段當電路的輸出電壓達到設定值Vo以後，電路的電壓反饋支路就開始起作用。當輸出電壓高於設定值Vo吋，Q3導通，導致Ql關斷。通過縮短Ql的導通時間(即t9-t8)和延長Ql的關斷時間(即tll-t9)，實現輸出電壓的降低。當輸出電壓低於設定值Vo吋，Q3關斷，Ql的導通和關斷時間又恢復原樣，實現輸出電壓的提升。由此，電路可實現輸出穩壓。圖4中，t=tlO時刻，iL2下降為0，Dl截止。實施例2參照圖3和圖5，本實施例包括由輸入電容Ci、電感LI、NPN型BJT管Ql、電容C、ニ極管D、電感L2、ニ極管Dl和電容Co組成的Cuk變換器的主迴路和由電阻R1、電阻R2、電容Cl、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成的主開關管Ql的驅動單元，還包括電流反饋支路。所述電流反饋支路包括NPN型BJT管Q3、電阻R3、電阻R4、電阻R5、ニ極管D2和電容C2，NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電容Co的一端以及電阻R5的一端相連，R5的另一端與直流輸出電壓Vo的負端以及ニ極管D2的陰極相連，NPN型BJT管Q3的基極與ニ極管D2的陽極以及電阻R4的一端相連，電阻R4的另一端與直流電壓源Vi的正端相連。為提高電路的動態性能，電阻R4兩端並聯電容C2。
本實施例的其他電路結構與實施例I相同。圖5是主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器實施例2在電感電流iLl臨界連續、電感電流iL2斷續工作模式下的理想波形圖。其電路工作原理具體如下(I)電路上電啟動階段與實施例I相同，歷經若干個周期，當電路的輸出電流達到設定值Io以後，電路就完成了上電啟動過程，進入穩態工作階段。(2)電路穩態工作階段當電路的輸出電流達到設定值Io以後，電路的電流反饋支路就開始起作用。當輸出電流高於設定值Io吋，Q3導通，導致Ql關斷。通過縮短Ql的導通時間(即t9-t8)和延長Ql的關斷時間(即tll-t9)，實現輸出電流的降低。當輸出電流低於設定值Io吋，Q3關斷，Ql的導通和關斷時間又恢復原樣，實現輸出電壓的提升。由此，電路可實現輸出穩流。圖5中，t=tlO時刻，iL2下降為0，Dl截止。本說明書實施例所述的內容僅僅是對發明構思的實現形式的列舉，本發明的保護範圍的不應當被視為僅限於實施例所陳述的具體形式，本發明的保護範圍也及於本領域技 術人員根據本發明構思所能夠想到的等同技術手段。
權利要求
1.一種主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器包括由輸入電容Ci、電感LI、NPN型BJT管Q1、電容C、ニ極管D、電感L2、ニ極管Dl和電容Co組成的Cuk變換器的主迴路，輸入電容Ci與直流電壓源Vi並聯，輸出電容Co兩端電壓為直流輸出電壓Vo，負載Ro與輸出電容Co並聯，直流電壓源Vi的正端與電感LI的一端相連，電感LI的另一端與NPN型BJT管Ql的集電極以及電容C的一端相連，NPN型BJT管Ql的發射極與直流電壓源Vi的負端、ニ極管D的陰極以及直流輸出電壓Vo的正端相連，電容C的另一端與ニ極管D的陽極以及電感L2的一端相連，電感L2的另一端與ニ極管Dl的陰極相連，ニ極管Dl的陽極與輸出電壓Vo的負端相連，其特徵在於所述主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器還包括主開關管Ql的驅動單元，所述主開關管Ql的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Zl和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻Rl的一端相連，電阻Rl的另一端與電感LI的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Zl的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Zl的陰極與電感LI的另一端以及電容C的一端相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Ql的基極相連。
2.如權利要求I所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器，其特徵在於所述直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容Cl。
3.如權利要求I和2之一所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器，其特徵在於所述自激式Cuk變換器還包括電壓反饋支路，所述電壓反饋支路由電阻R3、電阻R4、穩壓管Z2和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電容Co的一端、電阻R4的一端以及直流輸出電壓Vo的負端相連，NPN型BJT管Q3的基極與電阻R4的另一端以及穩壓管Z2的陽極相連，穩壓管Z2的陰極與直流輸出電壓Vo的正端相連。
4.如權利要求3所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器，其特徵在於所述穩壓管Z2兩端並聯電容C2。
5.如權利要求I和2之一所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器，其特徵在於所述自激式Cuk變換器還包括電流反饋支路，所述電流反饋支路由電阻R3、電阻R4、電阻R5、ニ極管D2和NPN型BJT管Q3組成，所述NPN型BJT管Q3的集電極與電阻R3的一端相連，電阻R3的另一端與PNP型BJT管Q2的集電極以及NPN型BJT管Ql的基極相連，NPN型BJT管Q3的發射極與ニ極管Dl的陽極、電容Co的一端以及電阻R5的一端相連，R5的另一端與直流輸出電壓Vo的負端以及ニ極管D2的陰極相連，NPN型BJT管Q3的基極與ニ極管D2的陽極以及電阻R4的一端相連，電阻R4的另一端與直流電壓源Vi的正端相連。
6.如權利要求5所述的主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器，其特徵在於 所述電阻R4兩端並聯電容C2。
全文摘要
主開關管驅動損耗小的BJT型自激式Cuk變換器包括由輸入電容Ci、電感L1、NPN型BJT管Q1、電容C、二極體D、電感L2、二極體D1和電容Co組成的Cuk變換器的主迴路，還包括主開關管Q1的驅動單元。所述主開關管Q1的驅動單元由電阻R1、電阻R2、穩壓管Z1和PNP型BJT管Q2組成，所述PNP型BJT管Q2的發射極與電阻R1的一端相連，電阻R1的另一端與電感L1的一端以及直流電壓源Vi的正端相連，PNP型BJT管Q2的基極與穩壓管Z1的陽極以及電阻R2的一端相連，穩壓管Z1的陰極與電感L1的另一端以及電容C的一端相連，電阻R2的另一端與直流電壓源Vi的負端相連，PNP型BJT管Q2的集電極與NPN型BJT管Q1的基極相連。為提高電路的動態性能，可在直流電壓源Vi的正端和PNP型BJT管Q2的基極之間並聯電容C1。本發明電路結構簡單，元器件數目少，主開關管驅動損耗小，輕載時電路效率高。
文檔編號H02M3/156GK102723866SQ201210154809
公開日2012年10月10日 申請日期2012年5月17日 優先權日2012年5月17日
發明者南餘榮, 王正仕, 陳怡 , 陳晉音 申請人:浙江工業大學