信幹噪比估計方法

2023-06-28 11:55:51 3

專利名稱：信幹噪比估計方法
技術領域：
本發明涉及一種信幹噪比估計方法，特別涉及一種在時分(TimeDivision)無線通信系統接收機的自動頻率校正中進行信幹噪比估計的方法。
背景技術：
在典型的無線通信系統中，由於發射機與接收機的本地振蕩器(LocalOscillator)之間存在頻率偏差，可導致接收信號質量的嚴重下降，甚至通信傳輸失敗。特別是，對於蜂窩移動通信系統中的用戶終端(User Equipment，UE)，出於經濟因素等的考慮，常採用頻率穩定度較低的本地振蕩器，其初始頻率偏差(Initial Frequency Offset)可達10ppm左右，對採用2GHz載波的系統這相當於20kHz左右的初始頻率偏差。如果不採取相應措施校正本地振蕩器的頻率輸出，使其與發射機的輸出頻率一致或十分接近(例如，偏差在0.1ppm以內)，將可能導致信號傳輸的失敗。另一方面，由於本地振蕩器同時用於發射和接收，所以大頻率偏差同樣會導致發射信號產生嚴重的帶外幹擾(out-of-bandinterference)。在接收機中，用於實現頻率同步的裝置常被稱為自動頻率校正(Automatic Frequency Correction，簡稱「AFC」)裝置。
一般的，當初始頻率偏差較大時，例如達到10ppm時的情況，自動頻率校正可分為粗略頻率校正(Coarse AFC)和精細頻率校正(Fine AFC)兩個階段。這是因為(1)接收機在開機時，往往要經過一系列的時間、頻率、碼和幀結構同步等步驟，來完成同步和系統接入功能。而對於不同的同步階段，所要求的接收信號質量和所能達到的目標通常也是不一致的。亦即，某些階段只需要粗略的頻率同步即可，而另一些階段則要求更精確的頻率同步；另一方面，某些階段根據所能利用的信息只能達到粗略的頻率同步，而另一些階段由於可用信息增加可以實現更精確的頻率同步；(2)對於自動頻率校正(AFC)中的一個關鍵模塊，即頻率偏差估計(Frequency Offset Estimation，簡稱「FOE」)模塊，衡量其性能主要有兩個指標即頻率偏差估計精度和最大頻率偏差估計範圍。如果實際頻率偏差超過該範圍，那麼FOE模塊的輸出就有可能發生嚴重偏差。而各種FOE方法往往有一個共同的特點即估計的精度越高，其所支持的最大頻率偏差範圍也就越小；反之，若要支持更大的頻率偏差範圍，則其估計精度就會降低。對於初始頻率偏差較大的情況(例如10ppm)且最終頻率偏差要求較高時(例如0.1ppm)，一般需要採用兩套不同的頻率偏移估計算法及其相應的AFC策略，分別完成粗略頻率校正和精細頻率校正兩個過程。
一般的，來自發射機的發射信號中，常會連續的或者周期性的帶有導頻(Pilot)或者同步(SYNC)碼字，它們在接收機處是已知或者通過某種方法檢測到的。於是，AFC模塊可利用這些碼字作為訓練序列(Training Sequence)，與相應的接收信號經過一系列處理後，完成頻率校正的工作。儘管AFC也可以在訓練序列未知的模式下進行，即所謂的「盲」(blind)方式，但其性能特別是在信噪比低於0dB情況下一般較差，在現有無線通信系統中一般較少應用。
時分(Time-Division)系統是指將通信頻率資源按時間軸分為多個時隙(Timeslot)，並且每個邏輯信道(Logical Channel)佔用其中一個或者多個時隙進行傳輸。時分系統的包括時分多址(Time Division Multiple Access，TDMA)系統和時分雙工(Time Division Duplex)系統等。兩套採用時分技術的典型的蜂窩移動系統的例子是GSM和TD-SCDMA。在這些系統中，每個時隙的某個部分常常帶有一段同步碼字或訓練序列，用於幫助接收機完成時間同步、頻率同步和信道估計等功能。與之相對的是那些採用頻率或碼字來分隔不同邏輯信道的系統，例如IS-95和WCDMA，在這些系統中，一般帶有連續發射的導頻信道(Pilot Channel)，基於該連續導頻信道可能採用相對更為靈活的方式來完成一系列同步功能，包括頻率同步功能等。
一些針對DS-SS CDMA系統(包括IS-95和WCDMA等)所設計的AFC方法中，假設有連續導頻信號的存在，採用了相位差分檢測(DifferentialDetection)或者離散傅立葉變換(Discrete Fourier Transform)等方法來進行頻率偏移估計，並結合RAKE接收機結構來實現多徑合併。例如，在國際專利申請公開號WO9931816，發明名稱為「一種在DS-CDMA接收機中進行頻率捕獲和跟蹤的方法和裝置」(Method and Apparatus for Frequency Acquisition andTracing for DS-SS CDMA Receiver)中，公開了一種基於RAKE接收機的AFC結構，並在不同AFC階段可自適應地採用可變長度相關處理來進行頻率偏差估計的方法，可在DS-SS CDMA系統中獲得較好的性能。
然而，對於時分系統，例如TD-SCDMA系統，其導頻信號一般是不連續的，並且由於其採用多用戶檢測(Multi-User Detection)方法而可能不宜採用RAKE接收機結構。因此，許多針對DS-SS CDMA系統設計的自動頻率校正方法並不適用於時分多址接入系統。另外，與以往窄帶時分系統(如GSM)不同的是，在寬帶時分系統(例如TD-SCDMA系統)中，每個碼片(chip)上的信幹噪比(Signal-to-Interference-and-Noise Ratio，簡稱「SINR」)很低，其典型值低於0dB。因此，以往針對窄帶時分系統適用的一些AFC方法在這種低SINR情況下就不再適用。因此，針對寬帶時分系統設計滿足要求的AFC方法和裝置，是這些系統設計中的關鍵問題之一。
對於無線通信特別是移動通信系統，其傳播信道中普遍存在著多徑衰落即頻率擴散(Frequency Dispersive)現象，可導致接收信號的SINR值在較短時間內會出現較大的起伏。另一方面，對於CDMA(碼分多址)等寬帶通信系統，同時又會存在時間擴散(Time Dispersive)現象，即產生嚴重的符號間幹擾(Inter-Symbol Interference，ISI)問題。一個針對移動通信系統的良好的接收機方案，必須解決以上兩方面的問題——這對於接收機中AFC模塊的設計也不例外。
現有的針對時分通信系統設計的AFC方法和裝置往往存在以下一個或者幾個不足之處(1)沒有區分粗略頻率校正和精細頻率校正兩個過程，而是採用一套統一的AFC方案由於以上提及的原因，這種方案往往造成了頻率偏差估計範圍與頻率偏差估計精度之間的矛盾，以及/或者未能有效利用接收機處於各階段時所能利用的信息。例如，路徑搜索、跟蹤和信道估計模塊一般在粗略頻率校正完成後就可以獲得較好的性能，並可以為精細頻率校正時所利用。另一方面，在不同階段，可能有不同的訓練序列可被用於頻率偏差校正。例如，在國際專利WO0303040，發明名稱為「3G無線通信時分雙工模式下一種自動頻率校正方法」(Automatic Frequency Correction Method and Apparatus for TimeDivision Duplex Modes of 3G Wireless Communications)中，公開了一種在3G系統時分雙工(TDD)模式(HCR-TDD)下進行頻率校正的方法，但其未對粗略頻率校正和精細頻率校正進行區分，而是採用一套相同的方法和裝置來實現頻率校正功能，並且未能在頻偏較小時利用信道估計和路徑搜索、跟蹤模塊的信息，從而使其AFC環路的收斂速度因此有所損失。
(2)忽視了無線通信信道中常見的多徑衰落(頻率擴散)對自動頻率校正方法所造成的影響，或者忽視了寬帶系統中常見的符號間幹擾(時間擴散)對自動頻率校正方法所造成的影響。例如，在美國專利2003099206，發明名稱為「自動頻率校正方法與裝置」(Method and Arrangement for AutomaticFrequency Correction)中，公開了一種UTRA TDD模式下的頻率校正方法，但是只採用了最強傳播路徑來進行頻率偏差估計，同時採用了固定的AFC環路增益因子，因此在快速衰落和多條強傳播路徑存在的情況下性能會收到一定影響，其校正精度也很有限。
部分自動頻率校正方法雖然也將AFC劃分為幾個階段，並在每個階段採用不同的AFC環路增益因子來控制不同階段下AFC的收斂和跟蹤性能，但其AFC階段切換往往是通過某種收斂性判斷來進行的。例如，採用近期頻率偏移估計輸出值的平均值來作為當前頻率偏移值的估計，並通過與幾個預先設置的門限(threshold)值進行比較來作為不同階段的切換判斷準則。但是，在這些方案中，由於收斂性判斷的不準確性，或者由於需要較長時間才能得到較為準確的收斂性判斷，所以在低信噪比條件下往往需要較長的時間來達到AFC環路的收斂。另一方面，由於這些方法中的有關AFC參數一般是預先設好的，並不能根據實際信道條件動態調整，所以在某些通信環境下的性能可能較差。

發明內容
本發明的目的在於提供一種信幹噪比估計方法，從而可在低SINR條件下、及通信信道存在時間擴散和頻率擴散情況下，快速、準確地將接收機的本地振蕩器頻率與發射機中的振蕩器頻率進行同步。
為實現上述目的，本發明的技術方案如下一種信幹噪比估計方法，包括如下步驟信號功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的有效路徑位置信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加，得到信號功率估計值S；
幹擾和噪聲功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的噪聲路徑信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加得到幹擾和噪聲功率估計值N；根據下列公式計算當前幀的信幹噪比估計值SINRk＝S/N/D，其中D為信道估計相關長度。
採用上述方法，能夠在很低的SINR條件下，簡單並準確地實現時分系統中的信幹噪比估計。特別的，本發明針對寬帶移動通信系統中常見的兩種惡劣的信道條件，即頻率擴散和時間擴散情況下，同樣可以保持優良的性能。


圖1為在TD-SCDMA系統中進行精細頻率校正的結構框圖；圖2為在如圖1所示的精細頻率校正過程中，一種基於時延包絡來進行路徑選擇的方法的示意圖；圖3為本發明的示意圖，示出了在如圖1所示的精細頻率校正過程中一種利用信道估計和路徑搜索結果進行SINR估計的方法的流程圖；圖4在如圖1所示的精細頻率校正過程中進行卡爾曼(Kalman)增益因子計算的方法的流程圖；以及圖5在如圖1所示的精細頻率校正結構中的一階環路濾波器的實現結構框圖。
具體實施例方式
下面根據圖1至圖5，給出本發明一個較好實施例，並予以詳細描述，使能更好地理解本發明的功能、特點。
圖1是根據本發明在TD-SCDMA系統中進行精細頻率校正的結構框圖。所述的精細頻率校正過程是基於卡爾曼(Kalman)濾波器理論通過一個一階環路來實現的。首先，接收射頻信號經過下變頻解調器1010並經過ADC、AGC和RRC濾波器後轉換成為數字基帶信號，接著信號數據提取器1011根據幀同步信息提取TS0上P-CCPCH信道中長為144個碼片的Midamble接收部分內的採樣數據，對應於2倍過採樣情況，共提取了144×2＝288個Midamble數據採樣。該段數據採樣對於系統同步有重要作用，將被用於信道估計、路徑搜索、SINR估計和頻率偏移估計模塊中。對應的長為144的Midamble訓練序列是由Midamble碼字生成器1012產生的，其碼字索引是由先前的初始小區搜索第二步驟Step 2所檢測到的。
接著，該段Midamble數據採樣被送入信道估計和路徑搜索模塊1013。該模塊通過將Midamble數據採樣與對應的Midamble訓練序列進行(循環)相關，得到一組信道估計值。當前幀內計算得到的信道估計值的功率值，構成了當前幀的時延包絡(Delay Profile)，而路徑搜索是根據當前幀的時延包絡並結合以前若干幀的時延包絡，並依據某些預設的路徑選擇門限值，來判斷哪幾條路徑為有效路徑。注意由於採用了2倍採樣，因此路徑的分辨精度是1/2個碼片寬度。由於信道估計和路徑搜索在各中無線通信系統特別是移動通信系統廣泛應用，所以本領域內有關技術人員對其相關算法和實現方法很熟悉，所以這裡不再贅述。這裡信道估計將輸出所謂「信道估計窗」內的所有路徑的幅度和相位值，例如，信道估計窗寬度可定為16個碼片，對應於2倍過採樣，該估計窗內共產生16×2＝32條路徑的幅度和相位值。其中，所述每條路徑代表一個時延抽頭(Delay Tap)。同時，信道估計還會輸出相關長度內信道估計窗外的所有信道估計值，提供給測量等模塊估計SINR等參數時使用。另一方面，路徑搜索模塊則輸出信道估計窗內有效路徑的位置信息。這裡假設路徑搜索模塊最多產生L條有效路徑位置信息。接收機中其它模塊，包括解調(Demodulation)模塊、同步(Synchronization)模塊和測量(Measurement)模塊等，將利用這些有效路徑位置信息以及信道估計值進行有關工作。
參考圖2，所示為一種基於時延包絡來進行路徑選擇的方法的示意圖。其中，當前幀內的時延包絡是通過將當前幀內的信道估計結果求模後(或者類似方法)得到的。將當前幀的時延包絡與之前若干幀內的時延包絡按某種方式進行了平均後，所得的時延包絡用於進行路徑選擇。如圖2所示的例子中，平均後的時延包絡的長度為16，亦即含有16個時延抽頭。進行路徑選擇時，首先需要確定一個路徑選擇門限，該門限值可以基於該時延包絡中的最大路徑功率、或者基於該時延包絡中所有路徑的平均功率，加上一個固定的偏移值後來得到。當然，也可以採用其它方法來得到該路徑選擇門限值。確定該路徑選擇門限後，就可以進行路徑選擇了在時延包絡中，凡是功率值高於路徑選擇門限的，均選出做為「有效路徑」，反之則做為「噪聲路徑」。例如，在圖2所示例子中，相對延時為3、4、5、10和11的路徑被選出做為有效路徑，而剩下的路徑均被做為噪聲路徑。
再參考圖1，路徑合併和相關器(模塊)1014利用所述的路徑信息以及相應的信道估計值，按最大比例合併(Maximum Ratio Combining，簡稱「MRC」)的方式來進行多條路徑的合併，並完成多徑合併後數據序列與訓練序列的相關。
接著，參考圖1，這批經過多徑合併後的Midamble接收數據與本地產生的Midamble碼字經過相關後被送入頻率偏移估計器1015，並輸出頻率偏移估計 參考圖1，信道估計和路徑搜索模塊1013輸出的路徑信息及信道估計結果被送入SINR估計器模塊1016中，產生當前幀SINR估計值。該SINR估計器也是基於TS0上P-CCPCH信道中的Midamble碼來得到當前幀的SINR估計值的。圖3表示根據本發明在如圖1所示的精細頻率校正過程中，一種利用信道估計和路徑搜索結果進行SINR估計的方法的流程圖。
其中，在步驟130中，根據路徑搜索模塊提供的有效路徑位置信息，SINR估計器將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加，就可以得到信號功率估計值S。假設包含所有路徑的集合用A表示，其中有效路徑的集合用PE表示，噪聲路徑的集合用PN表示，則有A＝PE+PN。同時，假設信道估計結果可用h＝{hi，i∈A}來表示，並且信道估計結果未根據信道估計相關長度進行歸一化。則信號功率估計值S可用下式計算S=iPE|hi|]]>另一方面，在步驟131中，根據路徑搜索模塊提供的噪聲路徑位置信息(即相關窗內的所有非有效路徑)，SINR估計器將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加，就可以得到幹擾和噪聲功率估計值N。仍沿用上述標記，則幹擾和噪聲功率估計值N可用下式計算N=iPN|hi|]]>最後，在步驟132中，當前幀的SINR估計值按如下公式計算SINRk＝S/N/D其中，D表示「信道估計相關長度」，代表進行信道估計時，所採用訓練序列的長度；對於這裡所述的優選實施例，即TD-SCDMA系統中的情況，該值可取為等於128——這是因為信道估計採用了144碼片Midamble數據的後128個碼片內的數據採樣，並且所要估計的SINR值是指每個碼片內的接收功率與帶內幹擾噪聲功率譜密度的比值。變量SINRk的下標k代表這是在第k幀中得到的SINR估計值。
接著，參考圖1，卡爾曼增益因子計算器1017利用當前幀的SINR估計，進行所述一階環路增益因子的更新。所更新的參數包括測量噪聲方差Rk、估計方差Pk和卡爾曼增益因子Kk，其中下標k代表當前幀的序號。
圖4所示為根據本發明在如圖1所示的精細頻率校正過程中進行卡爾曼增益因子計算的方法的流程圖。初始狀態下(即進入精細頻率校正過程之前)，在步驟1501中，P0被賦予一個初始值，一般的，P0應根據進入精細頻率校正之前的頻偏的方差來設置。根據本發明，P0應根據粗略頻率校正的輸出頻偏的方差來確定，推薦值為P0＝(2000)2；此外，P0也可以根據當時所測的SINR值來確定。
接下來，精細頻率校正裝置開始工作，在步驟1502中，幀計數器k的初始值設為1。然後在步驟1503中，當前幀的頻偏估計方差Rk將基於當前幀的SINR估計值SINRk來計算，具體計算公式為Rk=KR1SINRk]]>該公式是按照改進的克萊默-拉奧(Cramer-Rao)界來針對TD-SCDMA系統得到的。其中，根據克萊默-拉奧界，常數KR的取值應根據有關系統參數來確定KR=322Tc21N(N2-1)]]>其中，Tc代表了系統碼片寬度，而N代表了所用訓練數據序列的長度。對於TD-SCDMA系統，1/Tc＝1.28Mcps，並且所用Midamble碼字的長度N＝144，據此可得KR＝(288.8)2。有關改進的克萊默-拉奧界的具體信息，可參考安傑(A.N.D』Andrea)等人在1994年IEEE Transaction on Communication雜誌上發表的，名稱為「The Modified Cramer-Rao Bound and Its Applications toSynchronization Parameters」的論文，對本領域的一般技術人員是很容易掌握的。
接著在步驟1504中，卡爾曼增益因子Kk由當前幀計算的Rk和前一幀計算的Pk-1求得，根據卡爾曼濾波理論，計算Kk的公式為
Kk＝Pk-1(Pk-1+Rk)-1接著在步驟1505中，判斷所計算的Kk值是否小於一個預設值KLOW，如果Kk＜KLOW，則進入步驟1507，改變Kk使其等於KLOW，同時令Pk＝Pk-1；反之，如果Kk＞＝KLOW，則進入步驟1506，根據卡爾曼濾波理論，由當前幀計算所得的Kk值、以及前一幀計算得到Pk-1值，來計算Pk值Pk＝(1-Kk)Pk-1這裡，對Kk進行下限幅的目的是當環路增益過小時，難以跟蹤較快頻率漂移；因此，需要對環路增益Kk進行下限幅以保證能夠跟蹤上頻率偏移。推薦的下限幅值KLOW為1/64或者1/128——KLOW的優選取值應由具體實現和工作環境來確定。
然後，在步驟1508中，輸出當前幀所計算的卡爾曼增益因子Kk到環路濾波器。接著在步驟1509中，幀計數器k進行加1，準備進行下一幀中有關參數的更新。
接著，參考圖1，一階環路濾波器1018將根據輸入 (當前幀計算的頻率偏移估計)以及Kk(當前幀計算的卡爾曼增益因子)，進行一階濾波，並輸出當前幀的累加頻率偏移估計值 參考圖5，所示為根據本發明在如圖1所示的精細頻率校正結構中的一階環路濾波器的實現結構框圖。其中，輸入 首先與卡爾曼增益因子Kk通過一個乘法器161相乘，然後與前一幀中的輸出 通過一個加法器162相加，得到輸出可用下式表示f^k=f^k-1+Kkf^k]]>延時器163的作用是保存當前幀的輸出 並反饋在下一幀中使用。
另外，作為一種簡化，也可以把環路增益固定為幾個特定值之中，例如{1.0，0.5，0.1，0.05，0.01}，然後取該集合中最接近上述卡爾曼增益因子計算器的輸出Kk的那個值，作為當前幀控制環路增益值。這樣可以簡化有關操作，同時性能不會有大的損失。
最後，參考圖1，一階環路濾波器1018的輸出按照本地振蕩器1019的壓控特性，被轉換成控制電壓，並經過DAC來控制本地壓控振蕩器1019，從而完成了當前幀內的精細頻率校正過程。在下一幀中，上述精細頻率校正過程將重複進行。這樣，隨著處理幀數的增加，環路濾波器的輸出控制不斷得到更新，並使本地振蕩器的1019的輸出載波頻率 不斷逼近輸入信號的實際載波頻率fk，並使它們之間的差值，即殘留的頻率偏移值，達到保證接收機中其它模塊正常工作的目標值(例如，規範所規定的0.1ppm或者更低)。
至此，已經結合附圖詳細地描述了本發明的一種最佳實施方式。本領域的普通技術人員應該可以認識到，這裡用於描述本發明的各種邏輯單元、模塊、電路以及算法步驟等，可以採用電子硬體(electronic hardware)、計算機軟體(computer software)或者它們的組合來付諸實現。這裡對各種元件、單元、模塊、電路和步驟通常都是按照他們的功能來描述的，實現時究竟採用硬體還是軟體，是由整個系統的具體應用和設計約束來決定的。本領域的普通技術人員應該可以認識到在特定情況下硬體和軟體的可互換性，並能針對具體應用採用最佳方式來實現本發明所描述的一類在時分無線通信系統接收機的自動頻率校正中進行信幹噪比估計的方法。
例如，這裡用於描述本發明的各種邏輯單元、模塊、電路以及算法步驟等，可採用以下方式或者它們的組合來實現，包括數位訊號處理器(DSP)、特殊用途集成電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)或者其它可編程邏輯器件、分離的(discrete)邏輯門(gate)或者電晶體(transistor)邏輯、分離的硬體元器件(例如寄存器和FIFO)、執行一系列固件(firmware)指令的處理器、傳統的編程軟體(programmable software)和有關處理器(processor)等。其中，處理器可以是微處理器(microprocessor)，也可以是傳統的處理器、控制器(controller)、微控制器(microcontroller)或者狀態機(state machine)等；軟體模塊可存在於RAM存儲器、快閃記憶體(flash memory)、ROM存儲器、EPROM存儲器、EEPROM存儲器、寄存器、硬碟、可移動磁碟、CD-ROM、或者任何現有已知的存儲介質中。
本領域的普通技術人員顯然清楚並且理解，本發明所舉的最佳實施例僅用以說明本發明，而並不用於限制本發明，本發明所舉各實施例中的技術特徵，可以任意組合，而並不脫離本發明的思想。根據本發明公開的一種應用於時分無線通信系統中的自動頻率校正中進行信幹噪比估計的方法，可以有許多方式修改所公開的發明，並且除了上述的具體給出的優選方式外，本發明還可以有其它許多實施例。因此，凡屬依據本發明構思所能得到的方法或改進，均應包含在本發明的權利範圍之內。本發明的權利範圍由所附權利要求限定。
權利要求
1.一種信幹噪比估計方法，包括如下步驟信號功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的有效路徑位置信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加，得到信號功率估計值S；幹擾和噪聲功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的噪聲路徑信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加得到幹擾和噪聲功率估計值N；根據下列公式計算當前幀的信幹噪比估計值SINRk＝S/N/D，其中D為信道估計相關長度。
2.如權利要求1所述的信幹噪比估計方法，其特徵在於，所述信道估計相關長度D為128。
3.如權利要求1所述的信幹噪比估計方法，其特徵在於，所述信道估計結果未根據信道估計相關長度進行歸一化。
全文摘要
本發明公開了一種信幹噪比(SINR)估計方法，包括如下步驟信號功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的有效路徑位置信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加，得到信號功率估計值S；幹擾和噪聲功率估計步驟，根據路徑搜索模塊提供的噪聲路徑信息，將這些路徑上當前幀的信道估計值的功率相加得到幹擾和噪聲功率估計值N；根據下列公式計算當前幀的信幹噪比估計值SINRk＝S/N/D，其中D為信道估計相關長度。採用上述方法，能夠在很低的SINR條件下，簡單並準確地實現時分系統中的信幹噪比估計。
文檔編號H04B1/10GK1780156SQ20041008440
公開日2006年5月31日 申請日期2004年11月22日 優先權日2004年11月22日
發明者謝一寧, 劉棟 申請人:凱明信息科技股份有限公司