在雙向信號傳輸中衰減近端串擾的方法及混合電路的製作方法

2023-05-31 13:53:41 2

專利名稱：在雙向信號傳輸中衰減近端串擾的方法及混合電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及通信技術領域，更具體地，涉及雙向傳輸中的混合電 路設計和串擾消除技術。
背景技術：
雙向傳輸裝置的實現使得顯著提高了通信系統的容量，從而給經 營通信網絡的公司以及通信服務提供商帶來了很大興趣。然而，這種 傳輸的使用意味著要處理附加的技術問題。在有線傳輸的情況下，主 要問題之一是在所述線路的兩端出現並導致所述信號質量變差的串擾 現象。實際上，因為使用相同的線路來發射和接收信號，所以必須採 用一些裝置來將較強的近端發射信號與較弱的遠端接收信號分開。用 於將接收信號與發射信號分開的電路稱作混合電路。
圖l示出了兩個混合收發器之間的有線連接。包括混合電路2的第 一混合收發器1在同一有線線路3上產生和發射第一信號V1(V1與要發 射的數據信號Vtl相對應)並接收另一信號V2 (V2與從遠程混合收發 器5產生和發射的信號Vt2相對應)。
為了得到與接收信號V2相對應的信號電壓Vrl ，混合收發器l僅需 要從線路3上的混合信號Vb (Vb-Vl+V2)中減去其產生和發射的信號 VI。
以同樣的方式，具有混合電路6的第二混合收發器5發射信號Vt2 並得到與Vl相對應的信號Vr2。
例如，可以利用根據如圖2所示的現有技術的混合電路來實施這 種將發射信號與接收信號分開的操作。
將與Vl+V2相對應的混合信號Vb耦合到減法器7的正輸入，而將 與V1相對應的信號耦合到負輸入，以在輸出Vrl上得到與接收信號V2 相對應的信號。相對於線路阻抗(line impedance) (Zi)來選擇不同模擬組件(Ra， Ze)的阻抗值。
主要問題是，這些組件的阻抗是固定的，而線路的線路阻抗Zi可 能依據傳輸參數(線路的長度、有線線路類型……)而發生很大變化。 在這樣的情況下，發射信號與接收信號的分離並不完美，導致了接收 信號中發射信號的殘餘貢獻，這被稱作近端串擾(NEXT)。因此，近 端串擾(NEXT)的根源在於，在有線線路3上發射和接收不同的幹擾 信號。上述有限線路包括諸如雙絞線(TP)、同軸連結(coaxial link)、 印刷電路板上的微帶(microstrip)或帶狀線(stripline)之類的介質。
為了改進信號傳輸，必須找到對所述傳輸參數的折中或者必須對 本地混合設備的組件加以調節。在大多數情況下，在製造過程中進行 一次調節，此時該調節必須允許有足夠的餘量來考慮諸如溫度或供給 的值之類的環境參數的下降(derating)。更複雜的方法提出了使用己 開發出來的數字自適應濾波器的技術。然而，為了確定這些濾波器的 係數，所述技術需要外部專用計算器，因此這些技術是昂貴的並難以 實現的。

發明內容
本發明的一個目的是克服現有技術的前述缺點，以及提供一種用 於在雙向信號傳輸中衰減近端串擾的方法及混合電路。
本發明提供了一種用於在雙向信號傳輸中衰減遠程接收信號與 本地發射信號之間的近端串擾的方法，其中，所述方法包括以下步驟 生成模擬自動反饋驅動校正迴路，以在所述發射信號與所述接收信號 之間提供非相關。
優選地，生成自動反饋驅動校正迴路的步驟包括產生所述本地 發射信號的經幅度校正的第一反饋迴路估計。
根據本發明的另一方面，從混合信號中減去所述發射信號的所述 經幅度校正的第一反饋迴路估計，以獲取所述遠程接收信號。
根據本發明的另一方面，生成自動反饋驅動校正迴路的步驟包 括根據經幅度校正的第一反饋迴路估計，產生所述發射信號的經相位校正的第二反饋迴路估計。
有利地，所述發射信號的所述經相位校正的第二反饋迴路估計用 於阻抗調節。
本發明還提供了一種用於在雙向信號傳輸中衰減遠程接收信號 與本地發射信號之間的近端串擾的混合電路，包括 -輸入節點，針對要發射至遠程設備的信號， -輸出節點，針對從遠程設備接收的信號，
-混合輸入/輸出節點，用於從遠程設備接收信號以及向遠程設備 發射信號，
-電路，被連結到所述輸入節點、輸出節點以及'混合輸入/輸出節 點，並且被配置為，將輸入節點耦合到混合輸入/輸出節點，並且將混 合輸入/輸出節點耦合到所述輸出，
其中，所述電路包括模擬自動反饋驅動校正迴路，用於在所述 發射信號與所述接收信號之間提供非相關。
根據本發明的一方面，所述輸入節點一方面經由輸出電阻器(Ra)
被耦合到混合輸入/輸出節點，另一方面經由分壓器被耦合到地，所述 分壓器具有第一分支和第二分支，所述第一分支具有第一分支電阻器， 所述第二分支被耦合到地並且將所述第二分支的電阻器與可調節阻抗 組件串聯；所述混合電路還包括 -第一反饋迴路，包括
.第一輸入和第二輸入，分別被耦合到所述分壓器的所述第 一分支與所述第二分支之間的連接節點以及被耦合到混合 輸入/輸出節點，以及
.輸出，被耦合到主減法器的負輸入，所述主減法器的正輸 入被耦合到混合輸入/輸出節點，所述主減法器的輸出被耦合 到所述混合電路的所述輸出節點， -第二反饋迴路，包括
.第一輸入、第二輸入以及第三輸入，分別被耦合到第一反 饋迴路的輸出、輸入節點、以及混合輸入/輸出節點，以及 .輸出，被耦合到可調節阻抗組件的控制輸入。優選地，所述可調節阻抗組件包括與第一電阻器串聯的電容器， 所述第一電阻器和電容器都與第二電阻器並聯，所述第一電阻器和第 二電阻器連接到地；第一連接點位於所述第一電阻器與電容器之間；
所述可調節阻抗組件還包括具有兩個輸入的乘法器，所述乘法器的一 個輸入被耦合到位於所述分壓器的第二分支電阻器與可調節阻抗組件 之間的第二連接點，所述乘法器的另一個輸入是被耦合到所述第二反 饋迴路的輸出的所述可調節阻抗組件的控制輸入，所述乘法器的輸出 被耦合到所述第一連接點。
根據本發明的另一方面，所述第一反饋迴路包括減法器 .所述減法器的正輸入經由第一平均算子被耦合到第一乘法
器的輸出；所述第一乘法器的輸入分別被耦合到所述分壓器 的所述第一分支與所述第二分支之間的所述連接節點以及 被耦合到所述混合輸入/輸出節點，
.所述減法器的負輸入經由第二平均算子被耦合到第二乘法 器的輸出；所述第二乘法器的輸入分別地被耦合到所述分壓 器的所述第一分支與所述第二分支之間的所述連接節點以 及被耦合到第三乘法器，所述第三乘法器的輸入被耦合到所 述分壓器的所述第一分支與所述第二分支之間的所述連接 節點以及經由常數算子被耦合到所述減法器的輸出；所述第 三乘法器的輸出是所述第一反饋迴路的輸出。 有利地，所述第二反饋迴路包括減法器
.所述減法器的負輸入經由第一平均算子被耦合到第一乘法 器的輸出；所述第一乘法器的輸入分別被耦合到混合輸入/ 輸出節點以及經由延遲算子被耦合到所述混合電路的輸入 節點，
.所述減法器的正輸入經由第二平均算子被耦合到第二乘法 器；所述第二乘法器的輸入分別被耦合到所述第一反饋迴路 的輸出以及經由所述延遲算子被耦合到所述混合電路的輸 入節點；所述減法器的輸出被耦合到常數算子的輸入；所述 常數算子的輸出是所述第二反饋迴路的輸出。可選地，所述第一反饋迴路包括減法器，所述減法器的正輸入被 耦合到所述混合輸入/輸出節點，所述減法器的負輸入被耦合到第一乘 法器的輸出；所述減法器的輸出被耦合到第二乘法器的第一輸入，而 所述第二乘法器的第二輸入被耦合到所述分壓器的所述第一分支與所 述第二分支之間的所述連接節點；所述第二乘法器的輸出經由平均算 子被耦合到常數算子；所述常數算子的輸出被耦合到所述第一乘法器 的第一輸入，而所述乘法器的第二輸入被耦合到所述連接節點；所述 第一乘法器的輸出還是所述第一反饋迴路的輸出。
根據另一備選方案，所述第二反饋迴路包括減法器，所述減法器 的正輸入被耦合到所述反饋迴路的輸出，所述減法器的負輸入被耦合 到所述混合輸入/輸出節點；所述減法器的輸出被耦合到乘法器的第一 輸入，而所述乘法器的第二輸入經由延遲算子被耦合到所述混合電路 的輸入節點；所述乘法器的輸出經由平均算子被耦合到常數算子；所 述常數算子的輸出還是所述第二反饋迴路的輸出。


圖l是示出了根據現有技術的、兩個混合收發器之間的雙向傳輸 的框圖2是根據現有技術的混合收發器的實施例的框圖3是根據本發明的混合收發器的框圖4是根據本發明的可調阻抗組件的可行實施例的框圖5是根據本發明的、允許產生巳校正幅度估計的反饋迴路的第 一實施例的框圖6是根據本發明的、允許產生已校正幅度估計的反饋迴路的第 二實施例的框圖7是根據本發明的、允許產生巳校正相位估計的反饋迴路的第 一實施例的框圖8是根據本發明的、允許產生己校正相位估計的反饋迴路的第 二實施例的框圖9是根據本發明的混合電路的第一可行實施例的框圖，示出了混合電路的細節；
圖10是根據本發明的混合電路的第二可行實施例的框圖，示出了 混合電路的細節。
具體實施例方式
如這裡所使用的，術語"模擬組件"是指不包含任何軟體處理、軟 件處理裝置、或其他在內的組件。例如，利用電阻器、電容器、晶體 管、邏輯門……來構建所述組件。
如這裡所使用的，術語"乘法器"是指模擬組件，該模擬組件在其 輸出上提供與連接到其輸入的信號的乘積相對應的信號。
如這裡所使用的，術語"減法器"是指模擬組件，該模擬組件在其 輸出上提供與連接到其正輸入的信號減去連接到其負輸入的信號而得 到的差值相對應的信號。
如這裡所使用的，術語"平均算子(average operator)"是指模擬 組件，該模擬組件在其輸出上提供與連接到其輸出並隨時間變化的信
號e(t)在周期T上的平均值(乂]e(一)相對應的信號。
0
如這裡所使用的，術語"延遲算子"是指模擬組件，該模擬組件在 其輸出上提供與延遲了預定值的連接到其輸入的信號相對應的信號。 例如，可以利用模擬組件(延遲傳輸線)或利用數字組件(對信號進 行鍾控(dock)的串行鎖存器D)來實現所述延遲。可以通過乘以形 式為e々的信號引入該延遲，其中，i表示虛常數，(p表示信號的相位。
如這裡所使用的，術語"常數算子"是指模擬組件，該模擬組件 在其輸出上提供與將連接到其輸入的信號乘以特定常數而得到的乘積 相對應的信號。
出現在不同框圖中的箭頭表示有線連接，箭頭的方向與信號在所 述線上傳輸的方向相對應。
本發明涉及混合電路，所述混合電路一方面在雙向連接上發射第 一信號，另一方面在同一雙向連接上接收與所述第一信號不同的第二 信號，同時儘可能地衰減兩個信號之間的串擾。圖3示出了用於衰減在雙向信號傳輸中遠程接收信號與本地發射 信號之間的近端串擾的混合電路的一般框圖。該電路包括用於發射和 接收外部信號的三個連接節點
-輸入節點Vtl，針對要發射至遠程設備的信號，
-輸出節點Vrl，針對從遠程設備接收的信號， -混合輸入/輸出節點Vb，用於從遠程設備接收信號以及向遠程設 備發射信號。
混合輸入/輸出節點Vb與經由雙向連接與網絡連接的連接點相對應。
混合輸入/輸出節點Vb連結到雙向連接，以從遠程設備接收信號 以及向遠程設備發射信號。當需要將信號發射到所述遠程設備時，將 該信號發送至輸入Vtl。當從所述遠程設備接收到信號時，在輸出Vrl 上傳輸這個接收信號，並將該接收信號發射至例如未示出的處理裝置。
混合電路2還包括連結到所述輸入、輸出以及混合輸入/輸出節 點的電路，該電路被配置為將輸入節點耦合到混合輸入/輸出節點以及 將混合輸入/輸出節點耦合到所述輸出節點。
有利地，混合電路2僅包括按如下方式組織的模擬組件
將輸入節點Vtl —方面經由輸出電阻器Ra耦合到混合輸入/輸出節 點Vb，另一方面經由分壓器8耦合到地。
分壓器具有第一分支10和第二分支12，所述第一分支10具有第一 分支電阻器R1，所述第二分支12耦合到地並且將第二分支電阻器R2 和可調節電阻組件Za串聯，所述可調節阻抗組件Za具有控制輸入，所 述控制輸入適於接收與相位相對應的信號以便允許電路2的阻抗調節。 根據線路的參數以及根據在應用中滿足的其不同長度，以及根據所發 射的信號的帶寬，來選擇在可調節阻抗組件Za中使用的組件值，使得 在所述所發射的信號的帶寬上，可調節阻抗組件Za接近阻抗線路Zi的 性態(behavior )。
根據本發明的一方面，混合電路2包括第一反饋迴路9，所述第一 反饋迴路9包括第一輸入9a和第二輸入9b，第一輸入9a和第二輸入9b 分別被耦合到所述分壓器8的所述第一分支10和第二分支12之間的連接節點Ve、以及耦合到混合輸入/輸出節點Vb。
第一反饋迴路9c的輸出耦合到主減法器ll的負輸入。所述主減法 器ll的正輸入耦合到混合輸入/輸出節點Vb，所述主減法器ll的輸出耦 合到混合電路2的所述輸出節點Vrl。
該第一反饋迴路9被設計用於產生對經由Vb發射至遠程設備的信 號Vl的幅度估計ka.Ve。
根據本發明的另一方面，混合電路2包括第二反饋迴路13，所述 第二反饋迴路13包括第一輸入13c、第二輸入13a以及第三輸入13b， 它們分別地被耦合到第一反饋迴路9的輸出9c、輸入節點Vtl以及混合 輸入/輸出節點Vb。
所述第二反饋迴路13的輸出13d耦合到可調節阻抗組件Za的控制 輸入。
該第二反饋迴路13用於產生對經由Vb發射至遠程設備的信號Vl 的相位估計。將該相位估計饋送至可調節阻抗組件Za，以在沒有任何 軟體處理裝置的情況下自動地調整混合電路的阻抗。
必須注意的是，這些反饋迴路是交織的(interweave)。因此，兩 個反饋迴路互相依賴和影響。 ，
因此，相對於現有技術，圖3所示的混合電路另外包括可調節 阻抗組件Za和兩個反饋迴路9和13，用於分別產生幅度估計和相位估 計。
圖4示出了可調節阻抗組件Za的實現的一種可行實施例。 更具體地，可調節阻抗組件Za包括與第一電阻器R串聯的電容器 C，第一電阻器R和電容器C與第二電阻器R3並聯。所述第一電阻器和 第二電阻器連接到地，第一連接點Vc位於所述第一電阻器R與電容器C 之間。
可調節阻抗組件Za還包括具有兩個輸入的乘法器15，乘法器15的 一個輸入耦合到位於所述分壓器的第二分支電阻器R2與可調節阻抗 組件Za之間的第二連接點V3，另一個輸入是被耦合到所述第二反饋回 路的輸出13d的所述可調節阻抗組件Za的控制輸入。所述乘法器15的 輸出耦合到在電容器C與第一電阻器R之間的所述第一連接節點Vc。因此，阻抗組件Za連接到第二反饋迴路13的輸出13d，以接收相 位估計kp。
參考圖5，圖5示出了第一反饋迴路9的第一實施例。 所述第一反饋迴路9包括減法器17，所述減法器17的正極輸入經 由第一平均算子21耦合到第一乘法器19的輸出。所述第一乘法器19的 輸入分別被耦合到所述分壓器8的所述第一分支10與所述第二分支12 之間的所述連接節點Ve以及耦合到所述混合輸入/輸出節點Vb。
減法器17的負輸入經由第二平均算子25耦合到第二乘法器23的 輸出。所述第二乘法器23的輸入分別被耦合到所述分壓器8的所述第一 分支10與所述第二分支12之間的所述連接節點Ve以及耦合到第三乘 法器27，所述第三乘法器27的輸入耦合到所述分壓器8的所述第一分支 10與所述第二分支12之間的所述連接節點Ve以及經由常數算子28耦 合到所述減法器17的輸出。所述第三乘法器27的輸出是所述第一反饋 迴路9的輸出9c。
圖6示出了所述第一反饋迴路9的第二實施例，該實施例需要更少 的模擬組件。
所述第一反饋迴路9的該備選解決方案包括減法器41 ，所述減法 器41的正輸入耦合到所述混合輸入/輸出節點Vb，所述減法器41的負輸 入耦合到第一乘法器43的輸出。
所述減法器41的輸出41a耦合到第二乘法器45的第一輸入45a，而 所述第二乘法器45的第二輸入45b耦合到所述分壓器8的所述第一分支 10與所述第二分支12之間的所述連接節點Ve。
所述第二乘法器45的輸出45c經由平均算子47耦合到常數算子 48，所述常數算子48的輸出48a耦合到所述第一乘法器43的第一輸入 43a，而所述第一乘法器43的第二輸入43b耦合到所述分壓器8的所述第 一分支10與所述第二分支12之間的所述連接點Ve。所述第一乘法器43 的輸出還是所述第一反饋迴路9的輸出9c。
在圖7中詳細描述了第二反饋迴路13的第一實施例。
所述第二反饋迴路13包括減法器29，所述減法器29的負輸入經由 第一平均算子33耦合到第一乘法器31的輸出。所述第一乘法器31的輸入分別耦合到混合輸入/輸出節點Vb以及經由延遲算子35耦合到所述
混合電路2的輸入節點Vtl。延遲的值是信號周期的一小部分。為了實 現高效性，該值必須比輸出節點Vrl處的信號與混合輸入/輸出節點Vb 處的信號之間的延遲更大。優選的值可以是四分之一信號周期。
減法器29的正輸入經由第二平均算子39耦合到第二乘法器37。所 述第二乘法器37的輸入分別耦合到所述第一反饋迴路9的輸出9c以及 經由所述延遲算子35耦合到所述混合電路2的輸入節點Vtl。所述減法 器29的輸出耦合到常數算子30的輸入。
所述常數算子30的輸出30a是所述第二反饋迴路13的輸出13d，因 此耦合到Za的控制輸入。
圖8示出了所述反饋迴路13的第二實施例，該實施例需要更少的 模擬組件。
第二反饋迴路13的該備選解決方案包括減法器49,所述減法器49 的正輸入耦合到所述第一反饋迴路9的輸出9c，所述減法器49的負輸入 耦合到所述混合輸入/輸出節點Vb。所述減法器49的輸出49a耦合到乘 法器51的第一輸入51a，而所述乘法器51的第二輸入51b經由延遲算子 53耦合到所述混合電路2的輸入節點Vtl。
所述乘法器51的輸出經由平均算子55耦合到常數算子54。所述常 數算子54的輸出54a還是所述第二反饋迴路13的輸出13d，因此耦合到 Za的控制電路。
圖9示出了根據本發明的混合電路的第一配置的總體視圖，其中 該混合電路將圖5的電路作為第一反饋迴路9，並將圖7的電路作為第二 反饋迴路13。
圖10示出了根據本發明的混合電路的第二優選配置的總體視圖， 該混合電路將圖6的電路作為第一反饋迴路9，並將圖8的電路作為第二 反饋迴路13。該配置是優選的，因為該配置需要更少的組件，因而更 為便宜。
必須注意的是，還可以根據本發明實現第一反饋迴路與第二反饋 迴路的其他組合，因而後者不限於圖9和10所示的組合。
第一反饋迴路與第二反饋迴路的組合使得可以產生分別與發射至遠程設備的信號V1的幅度估計和相位估計相對應的估計信號。因此，通過減法器將信號Vb減去幅度估計，以及使用相位估計的阻抗調
節，使得可以得到信號Vrl。
以下將詳細描述本發明的機能。
為了便於理解本發明，將基於正弦信號(sinusoidal signal)引入不同信號的等式。如通常在雙向傳輸中那樣，來自本地側的信號與來自遠程側的信號不相關，因此，為了使該相同特性對於正弦信號成立，在說明時認為信號的角頻率是相近而不同的。認為延遲等於所發射的信號的周期的四分之一，這提供了兀/2弧度的相位延遲。
Vt=cos(coet)
Vb=V1 +V2=A, cos(coet-(p j )+A2cos(Q)2t-q)2)
其中，Vl-A)COS(C0et-(p,)並且V2二A2COS(C02t-(p2)
Ve=Aecos(coet-q>e)
Vr 1 = Vb-ka Ve=A, cos( et-(p 1 )+A2c0s(a)2t-(p2)-ka. Aecos(ft)et-(pe)
其中，A2、 A,和Ae是幅度係數，W、 Cp2和(Pe表示相位係數。ka是係數，COe和Q)2是角頻率。
為了保證不相關的信號，角頻率C0e與0)2是不同的。
在第一反饋迴路9的輸出9c處得到ka的值
—l + '/2"a(Ae)2
對於0^ 1， ka變成
A
Ae
採用可調節阻抗Za， R、 C、 kp電路使得可以對被看作是與電阻R3並聯的等效電容的值進行修改。
與R3並聯得到的等效電容Ce等於C(l-kp)，其中l〉kpX)。
與R1、 R2和R3相關聯的Ce允許修改Ve的相位值cpe。與所使用的組件有關，相位值(Pe為tancpe近似等於
tarupe =入(l—kp)(式2)
其中X與R1、 R2、 R3和c0e有關。在第二反饋迴路13的輸出13d處，kp的值是
kp = !/2(XpkaAesin(pe - '/2(XpAisin(p, (式3)結合以上兩式(式2)和(式3)， kp等於
^ a (ka Ae幾cos— 4 sin %)
&p =-^-
1 + ^ apka.Ae A cos pe
對於％〉>1， kp變成
& = l-~」'—
ka Ae義cos pe
通過將ka.Ae (式l)代入前式，kp變成
1--^-
A COS— Pe)COS^
最後，將kp代入(式2)，式2變成
所以，(pe=9l
因此，根據(式l)，
ka=A/Ae
通過用Al替換ka.Ae並利用cp,替換cpe， ka.Ae變成
ka.Ve二A,.cos(C0et-cp0
因為Vrl-Vb-ka.Ve，所以Vrl變成等於
Vrl=A2.cos(Q)2t -cp-2)
在混合電路的輸出Vrl處的接收信號僅與從遠程設備接收的信號V2有關。因此，從需要發射至遠程設備的信號的一部分中"刪除"了信號Vrl。
因此，由於本發明的兩個互補反饋迴路的緣故，本發明允許消除包含在另一信號當中的已知信號。這提供了對於目標帶寬內的廣泛種類的線路而言十分有效的解決方案。此外，由於容易實現，本發明可以提供良好的備選方案，以將單向傳輸升級為雙向傳輸，從而使鏈路上的數據速率加倍以降低成本。
權利要求
1、一種用於在雙向信號傳輸中衰減遠程接收信號與本地發射信號之間的近端串擾的方法，其中，所述方法包括以下步驟生成模擬自動反饋驅動校正迴路，以在所述發射信號與所述接收信號之間提供非相關。
2、 根據權利要求l所述的衰減近端串擾的方法，其中，所述生成 自動反饋驅動校正迴路的步驟包括產生所述本地發射信號的經幅度 校正的第一反饋迴路估計的步驟。
3、 根據權利要求2所述的衰減近端串擾的方法，其中，從混合信號中減去所述發射信號的所述經幅度校正的第一反饋迴路估計，以獲 取所述遠程接收信號。
4、 根據權利要求2或3所述的衰減近端串擾的方法，其中，所述生成自動反饋驅動校正迴路的步驟包括根據經幅度校正的第一反饋 迴路估計，產生所述發射信號的經相位校正的第二反饋迴路估計的步 驟。
5、 根據權利要求4所述的衰減近端串擾的方法，其中，所述發射信號的所述經相位校正的第二反饋迴路估計用於阻抗調節。
6、 一種用於在雙向信號傳輸中衰減遠程接收信號與本地發射信號之間的近端串擾的混合電路(2)，包括-輸入節點(Vtl)，針對要發射至遠程設備的信號， -輸出節點(Vrl)，針對從遠程設備接收的信號， -混合輸入/輸出節點(Vb)，用於從遠程設備接收信號以及向遠 程設備發射信號，-電路，被連結到所述輸入節點、輸出節點以及混合輸入/輸出節 點，並且被配置為將輸入節點耦合到混合輸入/輸出節點，並且將混合 輸入/輸出節點耦合到所述輸出，其中，所述電路包括模擬自動反饋驅 動校正迴路，用於在所述發射信號與所述接收信號之間提供非相關。
7、 根據權利要求6所述的用於衰減近端串擾的混合電路(2)，其 中，所述輸入節點(Vtl) —方面經由輸出電阻器(Ra)被耦合到混合輸入/輸出節點(Vb)，另一方面經由分壓器(8)被耦合到地，所述 分壓器具有第一分支(10)和第二分支(12)，所述第一分支(10)具 有第一分支電阻器(Rl)，所述第二分支(12)被耦合到地並且將所 述第二分支的電阻器(R2)與可調節阻抗組件(Za)串聯；所述混合 電路(2)還包括-第一反饋迴路(9)，包括.第一輸入(9a)和第二輸入(9b),分別被耦合到所述分壓 器(8)的所述第一分支(10)與所述第二分支(12)之間 的連接節點(Ve)以及被耦合到混合輸入/輸出節點(Vb)， 以及.輸出(9c)，被耦合到主減法器(11)的負輸入，所述主減 法器(11)的正輸入被耦合到混合輸入/輸出節點(Vb)，所 述主減法器(11)的輸出被耦合到所述混合電路(2)的所 述輸出節點(Vrl)， -第二反饋迴路(13)，包括■第一輸入(13c)、第二輸入(13a)以及第三輸入(13b)， 分別被耦合到第一反饋迴路(9)的輸出(9c)、輸入節點(Vtl)、以及混合輸入/輸出節點(Vb)，以及 輸出(13d)，被耦合到可調節阻抗組件(Za)的控制輸入。
8、根據權利要求7所述的用於衰減近端串擾的混合電路(2)，其 中，所述可調節阻抗組件(Za)包括與第一電阻器(R)串聯的電 容器(C)，所述第一電阻器(R)和電容器(C)都與第二電阻器(R3) 並聯，所述第一電阻器和第二電阻器連接到地；第一連接點(Vc)位 於所述第一電阻器(R)與電容器(C)之間；所述可調節阻抗組件(Za) 還包括具有兩個輸入的乘法器(15)，所述乘法器(15)的一個輸入被 耦合到位於所述分壓器的第二分支電阻器(R2)與可調節阻抗組件 (Za)之間的第二連接點(V3)，所述乘法器(15)的另一個輸入是 被耦合到所述第二反饋迴路的輸出U3d)的所述可調節阻抗組件(Za) 的控制輸入，所述乘法器(15)的輸出被耦合到位於所述第一電阻器 (R)與電容器(C)之間的所述第一連接點(Vc)。
9、 根據權利要求7或8所述的用於衰減近端串擾的混合電路(2)， 其中，所述第一反饋迴路(9)包括減法器(17).所述減法器(17)的正輸入經由第一平均算子(21)被耦 合到第一乘法器(19)的輸出；所述第一乘法器(19)的輸 入分別被耦合到所述分壓器(8)的所述第一分支(10)與 所述第二分支(12)之間的所述連接節點(Ve)以及被耦合 到所述混合輸入/輸出節點(Vb)， 所述減法器(17)的負輸入經由第二平均算子(25)被耦 合到第二乘法器(23)的輸出；所述第二乘法器(23)的輸 入分別被耦合到所述分壓器(8)的所述第一分支(10)與 所述第二分支(12)之間的所述連接節點(Ve)以及被耦合 到第三乘法器(27)，所述第三乘法器(27)的輸入被耦合 到所述分壓器(8)的所述第一分支(10)與所述第二分支 (12)之間的所述連接節點(Ve)以及經由常數算子(28) 被耦合到所述減法器(17)的輸出；所述第三乘法器(27) 的輸出是所述第一反饋迴路(9)的輸出(9c)。
10、 根據權利要求7至9中任一項所述的用於衰減近端串擾的混合 電路(2)，其中，所述第二反饋迴路(13)包括減法器(29).所述減法器(29)的負輸入經由第一平均算子(33)被耦 合到第一乘法器(31)的輸出；所述第一乘法器(31)的輸 入分別被耦合到混合輸入/輸出節點(Vb)以及經由延遲算 子(35)被耦合到所述混合電路(2)的輸入節點(Vtl)， .所述減法器(29)的正輸入經由第二平均算子(39)被耦 合到第二乘法器(37);所述第二乘法器(37)的輸入分別 被耦合到所述第一反饋迴路(9)的輸出(9c)以及經由所 述延遲算子(35)被耦合到所述混合電路(2)的輸入節點 (Vtl);所述減法器(29)的輸出被耦合到常數算子(30) 的輸入；所述常數算子(30)的輸出(30a)是所述第二反 饋迴路(13)的輸出(13d)。
11、 根據權利要求7、 8或10所述的用於衰減近端串擾的混合電路(2)，其中，所述第一反饋迴路(9)包括減法器(41)，所述減法器 (41)的正輸入被耦合到所述混合輸入/輸出節點(Vb)，所述減法器 (41)的負輸入被耦合到第一乘法器(43)的輸出；所述減法器(41) 的輸出被耦合到第二乘法器(45)的第一輸入，而所述第二乘法器(45) 的第二輸入被耦合到所述分壓器(8)的所述第一分支(10)與所述第 二分支(12)之間的所述連接節點(Ve);所述第二乘法器(45)的 輸出經由平均算子(47)被耦合到常數算子(48);所述常數算子(48) 的輸出(48a)被耦合到所述第一乘法器(43)的第一輸入，而所述乘 法器(43)的第二輸入被耦合到所述分壓器(8)的所述第一分支(10) 與所述第二分支(12)之間的所述連接節點(Ve);所述第一乘法器 (43)的輸出還是所述第一反饋迴路(9)的輸出(9c)。
12、根據權利要求7、 8、 9、或ll所述的用於衰減近端串擾的混 合電路(2)，其中，所述第二反饋迴路(13)包括減法器(49)，所述 減法器(49)的正輸入被耦合到所述第一反饋迴路(9)的輸出(9c)， 所述減法器(49)的負輸入被耦合到所述混合輸入/輸出節點(Vb); 所述減法器(49)的輸出(49a)被耦合到所述乘法器(51)的第一輸 入，而所述乘法器(51)的第二輸入經由延遲算子(53)被耦合到所 述混合電路(2)的輸入節點(Vtl);所述乘法器(51)的輸出經由平 均算子(55)被耦合到常數算子(54);所述常數算子(54)的輸出(54a) 還是所述第二反饋迴路(13)的輸出(13d)。
全文摘要
本發明涉及一種用於在雙向信號傳輸中衰減遠程接收信號與本地發射信號之間的近端串擾的方法，其中，該方法包括以下步驟生成模擬自動反饋驅動校正迴路，以在所述發射信號與所述接收信號之間提供非相關，本發明還涉及一種用於實現所述方法的混合電路。
文檔編號H04B3/02GK101567711SQ200910132180
公開日2009年10月28日 申請日期2009年4月23日 優先權日2008年4月24日
發明者讓-皮埃爾·布齊狄 申請人:阿爾卡特朗訊