能量回饋的電流矢量控制裝置及控制方法
2023-05-31 16:47:11
專利名稱：能量回饋的電流矢量控制裝置及控制方法
技術領域：
本發明涉及一種驅動電機回饋裝置的控制裝置及控制方法，特別是一種驅動電
機能量回饋的電流矢量控制裝置及控制方法。
背景技術：
變頻器已廣泛應用於工農業生產的各個領域，以驅動電機或作為變頻電源使 用。通用變頻器大多為電壓型交-直-交變頻器，這種拓撲結構使得變頻器不能直接用 於需要快速起、制動和頻繁正、反轉的調速場合。因為當電機減速、制動時，電機處於 再生發電狀態，不控整流器能量傳輸不可逆，產生的再生電能傳輸到並不斷積存在直流 側濾波電容上，產生泵升電壓，過高的泵升電壓有可能損壞開關器件、電解電容，從而 威脅變頻器安全工作，這就限制了其應用範圍。通過有源逆變的方法將再生能量及時高 效的回饋到電網裡，則既節能降耗，又可解決泵升電壓的問題，拓寬通用變頻器應用範 圍。現有的能量回饋制動裝置採用根據電流上下設定值進行功率管Bang-Bang切換的方 案，雖然控制方式和控制電路比較簡單，但回饋電流的控制精度和質量難以保證，從而 造成系統的動態性能和抗幹擾性能較差；或者是採樣電網電壓，捕獲電壓的過零點，進 行回饋電流的控制，這種方法存在過零點檢測不準的問題，影響系統的控制效果。
發明內容
本發明的目的就是為了避免背景技術中的不足之處，提供一種響應時間快，控 制精度和功率因素高，能夠準確跟蹤電網電壓，對電網諧波汙染低等特點的能量回饋的 電流矢量控制裝置及控制方法。 為達到上述目的，本發明採用如下技術方案能量回饋的電流矢量控制裝置， 包括逆變電路，逆變電路輸出電壓U、 V、 W分別與電抗器L一端聯接，電網三相電壓 R、 S、 T分別與電抗器L另一端聯接，高頻濾波電容C與位於濾波電抗器L和電網三相 電壓R、 S、 T之間接線聯接，所述電流矢量控制裝置還包括clarke變換模塊、相位與幅 值計算模塊、Park變換模塊、PI調節器、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅 動電路，電網三相電壓的Usa、 Usb和Us。的電壓輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke 變換模塊的輸出端U^和輸出端U^與相位與幅值計算模塊連接，相位與幅值計算模塊的 輸出端9與Park變換模塊連接，輸出端e與PI調節器連接，電抗器上回饋電流Ia和Ib的 電流輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke變換模塊、Park變換模塊、PI調節器、相 位與幅值計算模塊、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電路依次連接形成 迴路。對於本發明的一種優化，逆變電路母線電壓Udc輸出端與PI調節器連接。
對於本發明的一種優化，相位與幅值計算模塊的輸出端9與反Park變換模塊連 接， 對於本發明的一種優化，所述PI調節器由母線電壓調節器和無功電流調節器構
4成，母線電壓調節器內設有模糊控制器，無功電流調節器內設有PID調節器。
本發明能量回饋的電流矢量控制方法，其整個處理採樣包括以下步驟 l)Usa、 Usb和l^為電網三相電壓，經過clarke變換得出靜止坐標系下Usa和
formula see original document page 5 2)通過對Us。 以計算出電壓幅值e:
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經過相位與幅值計算模塊求反正切，得出角度e ，同時可
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3)Ia和Ib為電抗器上的回饋電沒 *" 1 1
電流的clarke變換為
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2. 2 =0，所以上式可以簡化為
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4) 電流的park變換為
5) 逆變器輸出電壓的d-q軸分』 Ud = LI' d+RLId-"LIq+ed
Uq = LI' q+RLIq+"LId+eq
其中L為電感大小，RL為電感的電阻值，ed和eq為電網電壓的d-q軸分j
Ud和U。是
所以公式可以簡化為
為電抗器的電阻很小，可以忽略不計；同時以電網電壓定向，所以有eq二0， Id和Iq都是
直流量
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6)輸出電壓的反park變換formula see original document page 5 根據U。、 Ue電壓，通過空間電壓矢j 送驅動信號使回饋裝置工作。
:調製模塊對輸出電壓進行調製，最後發
本發明與背景技術相比，具有實現了有功電流和無功電流獨立控制，電流響應 時間短，控制精度和功率因素高，能夠準確跟蹤電網電壓，對電網諧波汙染低等特點。
圖1是能量回饋的電流矢量控制裝置控制框圖。 圖2是PI調節器的母線電壓調節器部分。 圖3是PI調節器的無功電流調節器部分。 圖4是電流矢量控制裝置的電壓電流矢量圖。 圖5是能量回饋裝置啟動網側電壓電流波形圖。 圖6是能量回饋裝置穩態時網側電壓電流相位關係圖。 圖7是能量回饋裝置和變頻器並機工作母線電壓電流波形圖。 下面將結合實施例參照附圖對本發明進行詳細說明。
具體實施例方式
實施例l:參照圖1 3。能量回饋的電流矢量控制裝置，包括逆變電路，包括 逆變電路，逆變電路輸出電壓U、 V、 W分別與電抗器L一端聯接，電網三相電壓R、 S、 T分別與電抗器L另一端聯接，高頻濾波電容C與位於濾波電抗器L和電網三相電壓 R、 S、 T之間接線聯接，所述電流矢量控制裝置還包括clarke變換模塊、相位與幅值計 算模塊、Park變換模塊、PI調節器、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電 路，電網三相電壓的Usa、 Usb和Us。的電壓輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke變 換模塊的輸出端U^和輸出端U^與相位與幅值計算模塊連接，相位與幅值計算模塊的輸 出端9與Park變換模塊連接，輸出端e與PI調節器連接，電抗器上回饋電流Ia和Ib的 電流輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke變換模塊、Park變換模塊、PI調節器、相 位與幅值計算模塊、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電路依次連接形成 迴路。逆變電路母線電壓Udc輸出端與PI調節器連接。相位與幅值計算模塊的輸出端 9與反Park變換模塊連接。 實施例2 :參照圖1 4。能量回饋的電流矢量控制方法，其整個處理採樣包括
以下步驟 l)Usa、 Usb和l^為電網三相電壓，經過clarke變換得出靜止坐標系下Usa和 2)通過對U,a和U,e經過相位與幅值計算模塊求反正切，得出角度9，同時可 以計算出電壓幅值e: 5^at腿(,)
"雄 e =批+《
6formula see original document page 7 3)Ia和Ib為電抗器上的回饋電流，電流的Clarke變換為
2 2
0，所以上式可以簡化為
/《
Ud和U。是
謹(沒) sin, —sin, cos((9)
5) 逆變器輸出電壓的d-q軸分』 Ud = LI' d+RLId-"LIq+ed Uq = LI' q+RLIq+"LId+eq
其中L為電感大小，RL為電感的電阻值，ed和eq為電網電壓的d-q軸分量。因 為電抗器的電阻很小，可以忽略不計；同時以電網電壓定向，所以有eq二0， Id和Iq都是
直流』 Ud
Uq= "LId
6) 輸出電壓的反park變換
所以W
A式可以簡化為 wLIq+ed
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:調製模塊對輸出電壓進行調製，最後發
腦伊)—si幸)
根據U。、 Ue電壓，通過空間電壓矢〗 送驅動信號使回饋裝置工作。 實施例3:參照圖4。因為電抗器忽略了內阻，所以電流滯後電壓90。，其中5 為逆變器輸出電壓，g為電網電壓。逆變器輸出的電壓d軸分量Ud和？相等時，Iq = 0; 此時通過調節Uq，就可以控制Id大小。這樣就可以實現有功電流和無功電流的獨立控 制。 實施例4:參照圖1 3。所述PI調節器由母線電壓調節器和無功電流調節器構 成，母線電壓調節器內設有模糊控制器，無功電流調節器內設有PID調節器。當變頻器 帶大慣量負載停車制動時，母線電壓Udc同時升高，當udc大於能量回饋裝置設定的工作 閾值時，能量回饋裝置也投入工作。此時直流側的電解電容上的能量變化分為兩部分
電機制動能量經IGBT的反向二極體整流輸入，功率為P1;經回饋裝置輸出到電網，功 率為P2。 此時當Pl > P2， Udc持續上升；Pl < P2， Udc減小；Pl = P2， Udc不變 化。由此可見，在回饋裝置工作的時候，母線電壓Udc波動很大，如果選擇普通的PI調 節器，調節器輸出Id很難收斂穩定，從而引起系統振蕩。鑑於此，選擇了模糊控制器來 調節。
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因為能量回饋裝置要求功率因數達到-1，即回饋的電流和電網電壓相位相差
180° ，所以有功電流分量(同時要求回饋裝置在母線電壓超過回
饋啟動閾值時，響應時間要短，回饋電流的幅值和相位要快速收斂到給定值。為了到達 響應速度儘可能快的目的，我們將採樣的電網瞬時電壓Udc加到PI調節器輸出上。這樣 做的目的是 一是在回饋單元剛投入工作時，無需PI調節器調節就有一個和電網電壓同 幅同相的電壓輸出，加快了 PI調節器的收斂速度，同時也避免電網電壓突加造成過流現
象。二是因為e是電網電壓的瞬時幅值，所以也可以克服電網電壓波動造成輸出電流振
蕩甚至過流的影響，改善了輸出電流波形，提高了系統的穩定性。 實施例5:參照圖5。應用本發明的方法研製了一臺額定電壓380V、額定回饋 電流為IOA的能量回饋裝置。從能量回饋裝置啟動網側電壓電流波形圖中可以看出，僅 需要兩個工頻周期，回饋電流就可以收斂到給定電流大小，響應時間為40ms，充分滿足 變頻器停車制動需要的響應速度。分析響應時間短，響應速度快的原因l.輸出電壓加 入了該時刻的網側電壓大小，無需PI調節器調節；2.電流矢量控制，Id和Iq獨立控制調 節，兩個電流環同時作用。 實施例6:參照圖6。電流給定為額定電流10A，為了觀測方便利於對比，將電 流波形反相進行觀測。網側電壓和電流(經過反相)之間的相位差僅為7。以內，功率因 素很高，約為0.95以上。 實施例7:參照圖7。將該能量回饋裝置與變頻器進行並機實驗，變頻器型號 規格為功率18.5kW，額定電壓380V，額定電流為37A，該變頻器帶一臺45kW的電 機空載運行。當母線電壓高於回饋開啟閾值時，回饋裝置工作，母線電壓馬上跌落；同 時電機仍往母線端回饋能量，且電機往母線端回饋的功率大於回饋裝置往電網側回饋的 功率，母線電壓上升。當母線電壓上升到一定值後，回饋裝置增加回饋的電流，此時電 機往母線端回饋的功率小於回饋裝置往電網側回饋的功率，母線電壓下降，直到停止回 饋。實驗證明，該能量裝置的響應速度和功率因數都滿足要求，同時證明了本發明提出 的方法是可行有效的。 需要理解到的是本實施例雖然對本發明作了比較詳細的說明，但是這些說 明，只是對本發明的簡單說明，而不是對本發明的限制，任何不超出本發明實質精神內 的發明創造，均落入本發明的保護範圍內。
權利要求
一種能量回饋的電流矢量控制裝置，包括逆變電路，逆變電路輸出電壓U、V、W分別與電抗器L一端聯接，電網三相電壓R、S、T分別與電抗器L另一端聯接，高頻濾波電容C與位於濾波電抗器L和電網三相電壓R、S、T之間接線聯接，其特徵是所述電流矢量控制裝置還包括clarke變換模塊、相位與幅值計算模塊、Park變換模塊、PI調節器、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電路，電網三相電壓的Usa、Usb和Usc的電壓輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke變換模塊的輸出端Usα和輸出端Usβ與相位與幅值計算模塊連接，相位與幅值計算模塊的輸出端θ與Park變換模塊連接，輸出端e與PI調節器連接，電抗器上回饋電流Ia和Ib的電流輸出端分別與clarke變換模塊連接，clarke變換模塊、Park變換模塊、PI調節器、相位與幅值計算模塊、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電路依次連接形成迴路。
2. 根據權利要求1所述的能量回饋的電流矢量控制裝置，其特徵是逆變電路母線 電壓Udc輸出端與PI調節器連接。
3. 根據權利要求1所述的能量回饋的電流矢量控制裝置，其特徵是相位與幅值計 算模塊的輸出端9與反Park變換模塊連接，
4. 根據權利要求1所述的能量回饋的電流矢量控制裝置，其特徵是所述PI調節器 由母線電壓調節器和無功電流調節器構成，母線電壓調節器內設有模糊控制器，無功電 流調節器內設有PID調節器。
5. —種能量回饋的電流矢量控制方法，其特徵是整個處理採樣包括以下步驟l)Usa、 U,b和l^為電網三相電壓，經過clarke變換得出靜止坐標系下Usa和U^ :formula see original document page 22)通過對U,a和U,e經過相位與幅值計算模塊求反正切，得出角度e，同時可以計 算出電壓幅值e:formula see original document page 23)Ia和Ib為電抗器上的回饋電流，電流的clarke變換為formula see original document page 2因為Ia+Ib+Ic [Jformula see original document page 2[0，所以上式可以簡化為formula see original document page 24)電流的park變換為formula see original document page 35) 逆變器輸出電壓的d-q軸分量Ud和Uq是 formula see original document page 3其中L為電感大小，RL為電感的電阻值，ed和eq為電網電壓的d-q軸分量。因為電 抗器的電阻很小，可以忽略不計；同時以電網電壓定向，所以有eq二0， Id和Iq都是直流 量，所以公式可以簡化為formula see original document page 36) 輸出電壓的反park變換formula see original document page 3根據U。、 Up電壓，通過空間電壓矢量調製模塊對輸出電壓進行調製，最後發送驅 動信號使回饋裝置工作。
全文摘要
本發明涉及一種驅動電機回饋裝置的控制裝置及控制方法，特別是一種驅動電機能量回饋的電流矢量控制裝置及控制方法，包括逆變電路，所述電流矢量控制裝置還包括clarke變換模塊、相位與幅值計算模塊、Park變換模塊、PI調節器、反Park變換模塊、空間電壓矢量調製模塊和驅動電路。優點本發明具有實現了有功電流和無功電流獨立控制，電流響應時間短，控制精度和功率因素高，能夠準確跟蹤電網電壓，對電網諧波汙染低等特點。
文檔編號H02M7/53GK101692597SQ20091015274
公開日2010年4月7日 申請日期2009年9月28日 優先權日2009年9月28日
發明者段龍, 馬永超, 黃其福 申請人:德力西(杭州)變頻器有限公司